基于MIMO阵列的一体化射频技术研究进展及展望.pdf

第3卷第1期2 0 2 4年1月信 息 对 抗 技 术I n f o r m a t i o n C o u n t e r m e a s u r e T e c h n o l o g yV o l.3 N o.1J a n.2 0 2 4引用格式:唐波,吴文俊.基于M I MO阵列的一体化射频技术研究进展及展望J.信息对抗技术,2 0 2 4,3(1):3-1 7.T AN G B o,WU W e n j u n.M I MO m u l t i f u n c t i o n r a d i o f r e q u e n c y s y s t e m s:r e s e a r c h p r o g r e s s a n d p e r s p e c t i v eJ.I n f o r m a t i o n C o u n t e r m e a s u r e T e c h n o l o g y,2 0 2 4,3(1):3-1 7.(i n C h i n e s e)基于M I MO阵列的一体化射频技术研究进展及展望唐 波*,吴文俊(国防科技大学电子对抗学院,安徽合肥 2 3 0 0 3 7)摘 要 基于多输入多输出(m u l t i p l e-i n p u t-m u l t i p l e-o u t p u t,M I MO)阵列的一体化射频系统通过充分利用空间自由度和波形自由度,不仅能够同时实现雷达探测、数据通信、电子干扰等多种功能,而且具有目标探测可靠性好、参数估计精确度高、反侦察识别能力强等突出特点,在高动态强对抗环境中展现了巨大的潜力。从基于M I MO阵列的一体化射频系统的检测性能分析入手,剖析了一体化射频系统的检测性能极限以及影响检测性能的主要因素;针对M I MO阵列参数高精度估计问题,提出通过单个发射脉冲完成参数估计以及一种增强参数估计精度的波形优化算法;考虑到目标角度估计误差不可避免,提出了一种稳健的一体化波形设计算法;针对杂波环境中一体化射频系统性能下降的问题,提出了发射波形和接收滤波器联合优化算法,该算法不仅能够实现同时多功能,而且有效地抑制了杂波,提高了目标检测性能。最后,展望了一体化射频系统参数估计精度极限、高精度参数估计、稳健波形设计、波形设计算法快速实现等有待突破的信号处理关键技术。关键词 一体化射频系统;多输入多输出阵列;目标探测;角度估计;稳健波形设计;杂波环境中图分类号 TN 9 5 9.1 文章编号 2 0 9 7-1 6 3 X(2 0 2 4)0 1-0 0 0 3-1 5文献标志码 A D O I 1 0.1 2 3 9 9/j.i s s n.2 0 9 7-1 6 3 x.2 0 2 4.0 1.0 0 2M I MO m u l t i f u n c t i o n r a d i o f r equ e n cy sys t e m s:r e s e a r c h pr ogr e s s a n d pe r spe c t i v eT AN G B o*,WU W e n j u n(C o l l e g e o f E l e c t r o n i c E n g i n e e r i n g,N a t i o n a l U n i v e r s i t y o f D e f e n s e T e c h n o l o g y,H e f e i 2 3 0 0 3 7,C h i n a)A b s t r a c t B y e x p l o i t i n g t h e s p a t i a l a n d w a v e f o r m d i v e r s i t y,m u l t i f u n c t i o n r a d i o f r e q u e n c y(MF R F)s y s t e m s b a s e d o n a m u l t i p l e-i n p u t-m u l t i p l e-o u t p u t(M I MO)a r r a y c a n s i m u l t a n e-o u s l y s u p p o r t m u l t i p l e f u n c t i o n s,i n c l u d i n g r a d a r d e t e c t i o n,d a t a c o mm u n i c a t i o n s,a n d e l e c-t r o n i c a t t a c k.M o r e o v e r,M I MO MF R F s y s t e m s c a n a c h i e v e e n h a n c e d t a r g e t d e t e c t i o n p e r-f o r m a n c e,i m p r o v e d a n g l e e s t i m a t i o n a c c u r a c y,a n d l o w e r p r o b a b i l i t i e s o f b e i n g i n t e r c e p t e d a n d i d e n t i f i e d.T h e r e f o r e,M I MO MF R F s y s t e m s h a v e s h o w n g r e a t p o t e n t i a l s i n c o m p l e x e n-v i r o n m e n t s.I n t h i s p a p e r,t h e d e t e c t i o n p e r f o r m a n c e o f M I MO MF R F s y s t e m s i s i n v e s t i g a-t e d.T h e f u n d a m e n t a l l i m i t s o f t h e d e t e c t i o n p r o b a b i l i t y o f a M I MO MF R F s y s t e m a r e p r e s-e n t e d,a n d t h e f a c t o r s i n f l u e n c i n g t h e d e t e c t i o n p e r f o r m a n c e a r e a n a l y z e d.T h e n,a n a n g l e e s-收稿日期:2 0 2 3-0 6-1 4 修回日期:2 0 2 3-0 9-2 0通信作者:唐波,E-m a i l:t a n g b o 0 6g m a i l.c o m基金项目:国家自然科学基金资助项目(6 2 1 7 1 4 5 0,6 1 6 7 1 4 5 3);安徽省自然科学基金资助项目(2 1 0 8 0 8 5 J 3 0);国防科技大学自主创新基金资助项目(2 3-Z Z C X-J D Z-4 2)信 息 对 抗 技 术2 0 2 4年t i m a t i o n m e t h o d b a s e d o n a s i n g l e p u l s e i s p r o p o s e d,a n d a n a l g o r i t h m f o r r e s o l u t i o n e n h a n c e-m e n t v i a d e s i g n i n g t h e w a v e f o r m s i s d e v e l o p e d.A f t e r w a r d s,b y c o n s i d e r i n g t h a t t h e t a r g e t a n g l e e s t i m a t i o n e r r o r i s i n e v i t a b l e,a r o b u s t w a v e f o r m d e s i g n m e t h o d f o r M I MO MF R F s y s-t e m s i s p r o p o s e d.M o r e o v e r,a n a l g o r i t h m f o r j o i n t l y d e s i g n i n g t h e t r a n s m i t w a v e f o r m s a n d t h e r e c e i v e f i l t e r s i s d e v e l o p e d f o r M I MO MF R F s y s t e m s o p e r a t i n g i n t h e c l u t t e r.T h e p r o-p o s e d j o i n t d e s i g n m e t h o d n o t o n l y s u p p o r t s m u l t i p l e f u n c t i o n s s i m u l t a n e o u s l y,b u t a l s o s u p-p r e s s e s t h e c l u t t e r a n d e n h a n c e s t h e t a r g e t d e t e c t i o n p e r f o r m a n c e.F i n a l l y,s e v e r a l i m p o r t a n t r e s e a r c h t o p i c s o f M I MO MF R F s y s t e m s,i n c l u d i n g t h e f u n d a m e n t a l l i m i t s o f t a r g e t a n g l e e s-t i m a t i o n a c c u r a c y,h i g h-r e s o l u t i o n p a r a m e t e r e s t i m a t i o n,r o b u s t w a v e f o r m d e s i g n,f a s t i m-p l e m e n t a t i o n o f w a v e f o r m d e s i g n a l g o r i t h m s,a r e d i s c u s s e d.K e y w o r d s MF R F s y s t e m s;M I MO a r r a y;t a r g e t d e t e c t i o n;a n g l e e s t i m a t i o n;r o b u s t w a v e-f o r m d e s i g n;c l u t t e r e n v i r o n m e n t0 引言一体化射频(m u l t i-f u n c t i o n r a d i o f r e q u e n c y,MF R F)系统,也被称为综合射频系统或多功能射频系统。通过共用天线孔径、射频前端、信号和数据处理资源,可以同时实现雷达探测、数据通信和电子对抗等多种功能1。相比于传统的单一功能射频系统(例如,雷达和通信系统),一体化射频系统大幅缩减了所需天线数量,显著降低了系统重量、体积和功耗,提高了系统所在平台的机动作战能力和隐身性能,具有重要的军事应用前景。根据实现方式,可将一体化射频系统划分为3类:一是时分复用体制,该类系统通过划分时隙,利用不同的时隙来实现多种功能,但是存在无法同时实现多功能、任务调度比较复杂等问题2。二是空分复用体制,该类系统对发射阵面进行切割,每个阵面实现一种功能3。然而,阵面切割会导致天线增益和空间分辨率下降。此外,由于不同子阵发射的信号工作频段不同,因此系统对天线工作带宽要求较高,且需消耗较多频谱资源,容易造成设备互扰。三是波形复用体制,该类系统利用或改造现有的波形以实现多种功能4-6,但是大多数情况下只能实现2种功能,例如雷达通信一体化和雷达干扰一体化等。为克服现有一体化射频系统的不足,学者们提出了基于M I MO阵列的一体化射频系统7。基于M I MO阵列的一体化射频系统利用阵列空间分集和波形分集特性,通过多波形优化,可以同时实现目标探测、数据通信和电子对抗等多种功能。此外,基于M I MO阵列的一体化射频系统不仅兼容其他技术体制,还可以通过优化设计系统参数,同时实现更多的功能,如更加充分地利用天线孔径达到更高的空间分辨能力,更高效地利用频谱资源,以及具备更强的反侦察识别以及抗摧毁能力。本文从基于M I MO阵列的一体化射频系统检测性能极限入手,阐述了一体化射频系统数据通信和电子干扰等功能与目标检测性能之间的制约和影响关系。接下来针对基于M I MO阵列的一体化射频系统参数估计、稳健波形设计、发射接收联合优化等关键技术,介绍了最新研究进展,最后对全文进行总结和展望。1 一体化射频系统检测性能极限图1为基于M I MO阵列的一体化射频系统示意图。设M I MO阵列发射天线数为NT,接收天线数为NR,第n个天线发射的基带离散时间波形为sn(n=1,2,NT,码长为L)。图1在远场窄带假设下,基于MMO阵列的一体化射频系统接收到的目标回波信号8可以表示为:y=tH(t)s+n(1)式中,t为目标幅度,H(t)=ILaR(t)aTT(t),s=v e c(S),S=s1,s2,sNTT为发射波形矩阵,aR()为接收导引矢量,aT()为发射导引矢量,n表 示 系 统 内 部 噪 声 和 外 部 干 扰,IL表 示LL单位阵。为检测目标,建立二元假设检验模型如下:H0:y=nH1:y=atH(t)s+n(2)假设n服从均值为0、协方差矩阵为R的复4第1期唐 波,等:基于M I MO阵列的一体化射频技术研究进展及展望 高斯分布,根据N e y m a n-P e a r s o n准则,当式(3)成立时,则判定目标存在:R e(tyHH(t)s)Th(3)式中,Th为检测门限。图1 基于M I MO阵列的一体化射频系统示意图F i g.1 I l l u s t r a t i o n o f a M I MO M F R F s y s t e m 基于该检测器,目标检测概率9为:PD=12e r f ce r f c-1(2PF A)-)(4)式中,e r f c(x)=2-12xe-t2dt为互补误差函数,PF A为虚警概率,信干噪比(s i g n a l t o i n t e r f e r e n c e p l u s n o i s e r a t i o,S I N R)的表达式为:=|t|2sHHH(t)R-1H(t)ssHM s(5)式中,M=HH(t)R-1H(t)。不难看出,当虚警概率一定时,检测概率是S I N R的单调递增函数,因此,要研究一体化射频系统的检测性能,仅需研究系统的输出S I N R。另外,对于常见的集中式M I MO阵列,噪声在快时间域的采样相互独立,矩阵M的表达式具有如下特殊结构:M=ILaHR(t)R-1aR(t)aT(t)aHT(t)(6)式中,R为阵列接收噪声的瞬时采样协方差矩阵。根据式(6),又可以将S I N R表示为:=aHT(t)S SHaT(t)|t|2aHR(t)R-1aR(t)=TR(7)式中,R=|t|2aHR(t)R-1aR(t)为接收S I N R,T=aHT(t)S SHaT(t)为发射S I N R(又被称为M I MO阵列在t方向上的发射方向图1 0-1 3)。也就是说,对于集中式M I MO阵列,系统输出S I N R是发射S I N R和接收S I N R的乘积。另外,当阵列结构确定后,接收S I N R为定值。故而,要提高一体化射频系统的检测性能,关键在于如何增加发射S I N R。因此,要研究一体化射频系统的检测性能极限,并阐明数据通信、电子干扰等功能对目标检测性能的影响,仅需考虑如下优化问题:m a xSaHT(t)S SHaT(t)s.t.A()S=D,sHs=eT(8)式中,D=DTc,DTjT=d1,d2,dN0T,eT为总的发射能量,A()=A(c),A(j)=aT(1),aT(2),aT(N0)。其中,A(c)为通信方向所构成的发射导引矩阵,A(j)为干扰方向所构成的发射导引矩阵,Dc为期望通信信号,Dj为期望干扰信号,di表示第i个期望信号,即期望通信信号Dc与期望干扰信号Dj构成的信号矩阵DT的第i列向量,N0为通信方向与干扰方向数量之和。式(8)的最优解9为:So p t=I+0B BHaT(t)aHT(t)S(9)式中,0=eT/(u2q2),u=BHaT(t),q=SHaT(t),B为矩阵A()的零空间张成的酉矩阵(即AH()B=0,BHB=I),S=A()AH()A()-1D(1 0)其中,eT=eT-sHs,s=v e c(S)。将So p t代入式(8)的目标函数中,并假设通信方向与干扰方向之间的角度间隔较大,则一体化射频系统可达的最大S I N R可以近似为:TN0k=1ekG2k+etNT(1-Gs o s)2(1 1)式中,ek=dk22为通信/干扰波形能量,Gk=G(t,k)=|aHT(k)aT(t)/NT|为M I MO阵列指向t时在方向k形成的归一化增益,Gs o s=5 信 息 对 抗 技 术2 0 2 4年N0k=1G2k,etNT=etNT-N0k=1ek。下面考虑几种典型场景。在场景中,考虑到通信信号和干扰信号传播只经历单程衰减,所需功率相对较少,因此可以假设通过旁瓣进行数据通信和电子干扰,此时通信和干扰方向均处于旁瓣,如图2(a)所示。此时归一化方向图增益Gk 0,k=1,2,N0,故发射S I N R的表达式可以简化为:TNTeT-N0k=1ek(1 2)可以看出,当一体化射频系统同时遂行多功能时,最大的发射S I N R相比于仅进行雷达探测时存在一定的损耗(仅进行雷达探测时,最大发射S I N R为NTeT,且损耗的S I N R为达成各功能所需消耗的能量之和。进一步,若所有用户的发射能量相同,即e1=e2=eN0e,则可以证明发射S I N R满足:TNTeT-(N0-1)e(1 3)从式(1 3)中可以看出,若只实现双功能,即N0=1,则可能不存在信噪比损失,且最优的一体化波形1 4为:So p t=1aT()+2aT(t)dT(1 4)式中,1=N-1T-0G2(t,),2=0aTT()a*T(t)/NT,为 通 信 或 者 干 扰 方 向。由 式(1 4)可知,要使得发射S I N R最大,M I MO阵列应工作在相控阵模式下,最优波形为全相参波形(每个通道发射的波形与d相参)。接下来考虑场景。在该场景中,某一通信用户或敌对目标靠近主瓣方向,其余用户或者敌对目标均在旁瓣方向,如图2(b)所示。不失一般性,假设G11,Gk0,k=2,N0,此时,发射S I N R为:Te1(1 5)当e1较小时,系统S I N R损失很大。图2 典型应用场景F i g.2 T y p i c a l o p e r a t i n g s c e n a r i o s 设一体化射频系统包含NT=1 2根发射天线和NR=1 2根接收天线,发射和接收阵列均为均匀线阵,阵元间距为半波长,目标方向t=0,通信方向c=-2 5,干扰方向J=2 0。期望通信信号 为8相 移 键 控 信 号(8-p h a s e-s h i f t k e y i n g,8 P S K),幅度为1,符号相位随机产生;期望干扰信号为均值为0、方差为1的高斯白噪声。发射信号码元数为L=1 2 8,发射能量为eT=4L/NT。图3(a)和图3(b)分别为一体化射频系统在c=-2 5 方向上所合成通信信号的实部和虚部,可以看出,合成的通信信号与期望通信信号几乎完全重合;图3(c)为所合成的通信信号星座图,星座图比较理想。图4(a)为在J=2 0 方向上合成的干扰信号实部;图4(b)采用分位数(Q u a n-t i l e-Q u a n t i l e,Q-Q)图对干扰信号进行正态性检验,所合成的干扰信号基本服从正态分布,具有类似高斯噪声的特性。因此,所设计的波形能够同时实现数据通信和电子干扰。图5(a)为一体化射频系统的S I N R随期望通信信号能量(记为ec)和干扰信号能量(记为eJ)变化情况,图5(b)和图5(c)分别为图5(a)在ec=1 2 8和eJ=1 2 8时的切面。不难看出,随着通信信号能量和噪声信号能量的增加,系统S I N R逐渐下降,即系统的检测性能会受到通信/干扰等功能的制约。一体化射频系统与单一探测系统相比的S I N R损失随发射能量eT的变化关系(固定期望通信信号与噪声信号的能量)如图5(d)所示,从图中可以看出,增加系统的发射能量会降低S I N R损失,故要保证检测性能不变,必须相应地增加一体化射频系统的发射能量。6第1期唐 波,等:基于M I MO阵列的一体化射频技术研究进展及展望 图3 c=-2 5 方向上合成的8 P S K信号F i g.3 T h e s y n t h e s i z e d 8 P S K s i g n a l s a t c=-2 5 图4 J=2 0 方向上合成的干扰信号F i g.4 T h e s y n t h e s i z e d n o i s e-l i k e s i g n a l s a t J=2 0 图5 一体化射频系统的S I N R分析F i g.5 T h e S I N R o f t h e M F R F s y s t e m7 信 息 对 抗 技 术2 0 2 4年2 一体化射频系统角度估计在基于M I MO阵列的一体化射频系统中,精确的角度估计是同时实现探通扰等多种功能的前提条件9。在现有的M I MO阵列测向方法中,大都假设阵列发射正交波形1 5-1 7。基于该假设并对雷达回波进行匹配滤波,M I MO阵列测向模型便可退回到传统的阵列测向模型,此时便可以运用阵列信号处理领域的经典算法开展阵列测向。为了达到较高的角度估计精度,现有方法还假设能够在慢时间域获得足够多的训练样本。然而,现实中并不存在理想正交波形1 8。另外,正交波形所形成的方向图为全向方向图,它会导致系统出现发射能量耗散问题。最后,当面对高机动目标时,信号到达方向迅速变化,很难在慢时间域获得足够多的独立同分布训练样本。为避免上述问题,本节聚焦于基于单个发射脉冲的目标角度估计问题,并提出通过发射波形优化来提高目标角度估计精度。如图6所示,假设空域中共有P个目标,第p个目标的方向为p,建立M I MO阵列回波信号模型如下:Y=Pp=1paR(p)aTT(p)S+N=AR ATTS+N(1 6)式中,AR=aR(1),aR(2),aR(P),AT=aT(1),aT(2),aT(P),=d i a g(1,2,P),p为第p个目标的幅度,N为高斯白噪声。图6 M I MO阵列角度估计模型F i g.6 T h e a n g l e e s t i m a t i o n m o d e l o f M I MO a r r a y s文献1 9 指出,若接收阵列为线性均匀阵列,采用经典的多重信号分类(m u l t i p l e s i g n a l c l a s s i-f i c a t i o n,MU S I C)算法进行角度估计,算法估计误差的渐近下界为:MS E,t o t a l=Pp=1E(p-p)2=62nN3Rt rA,TS SHAH,T -1 (1 7)式中,p=2 dRs i n(p)/(p=1,2,P)为第p个目标的空间频率(单位为弧度),dR为接收阵列的阵元间距,为波长,p为MU S I C算法估计的空间频率,2n为接收机噪声功率,A,T=ATT。可以看出,除接收阵列尺寸以及信噪比等因素外,角度估计误差的大小也与发射波形有关。因此,可以通过优化设计发射波形来提高角度估计精度。在能量约束下,相应的波形设计问题可建模为:m i nSt rA,TS SHAH,T -1 s.t.t r(S SH)eT(1 8)该问题的最优解2 0为:So p t=VA1/2o p tQH(1 9)式中,VA为A,T的右奇异矩阵,Q为任意酉矩阵,o p t=d i a g(),=1,2,P,且有:p=eTa,pPp=11/a,p(2 0)式中,a,p为A,T的第p个奇异值(p=1,2,P)。将式(1 9)代入式(1 8),可得MU S I C算法的估计误差下界为:62neTN3RPp=11a,p 2(2 1)在实际应用中,系统的发射机一般采用饱和发射机。为避免发射波形失真,应当尽量降低发射波 形 的 峰 均 比(p e a k-t o-a v e r a g e-p o w e r-r a t i o,P A P R)2 1-2 5,其中P A P R定义为:RP A P R(sn)=m a xl|sn(l)|21LLl=1|sn(l)|2n=1,2,NT (2 2)式中,sn(l)为向量sn的第l个码元。在P A P R约束下的波形设计问题为:m i nSt rA,TS SHAH,T -1 s.t.sHnsn=eTNT,RP A P R(sn),n=1,2,NT (2 3)8第1期唐 波,等:基于M I MO阵列的一体化射频技术研究进展及展望 式(2 3)为非凸优化问题,可以利用交替方向乘子法(a l t e r n a t i n g d i r e c t i o n m e t h o d o f m u l t i p l i-e r s,A DMM)2 0、协方差矩阵匹配法(c o v a r i a n c e m a t r i x m a t c h i n g,CMM)和上界函数最小化(m a-j o r i z a t i o n-m i n i m i z a t i o n,MM)等 方 法2 6进 行求解。设M I MO阵列包含NT=6根发射天线和NR=6根接收天线,二者均为均匀线阵,阵元间距为半波长。在空域中有2个目标(即P=2),所在的方向分别为1=-s p a和2=s p a(s p a=0.8 9 1/(NTdT)1 7.0 1 6 8,即目标角度间隔=2s p a),目标幅度分别为1=0.8和2=0.6,系统的总发射能量eT=5 0,码长L=1 0 0,=1,接收机噪声为2n=0 d B。图7分析了A DMM、CMM和MM这3种算法所优化的波形性能,并与 方 向 图 匹 配 法(b e a m p a t t e r n m a t c h i n g,BM)1 0设计的 波 形 以 及 准 正 交 波 形(q u a s i-o r-t h o g o n a l w a v e f o r m s,QOW)进行了对比,其中方向图匹配法是通过波形设计使得发射波形合成的方向图与期望方向图相匹配,能够将系统发射能量聚焦于目标区域。图7(a)为不同算法设计的波形形成的发射波束方向图,除准正交波形外,其余4种方法均在目标方向形成了主瓣,但是方向图匹配法的旁瓣较高,抗干扰能力较弱。图7(b)为MU S I C算法的归一化空间谱,可以看出,这3种方法所设计波形的分辨率均优于准正交波形以及方向图匹配法设计的波形;另外,MM算法设计的波形形成的谱峰最尖锐,意味着具有更高的空间分辨率。图8比较了各种波形的均方根误差(r o o t m e a n s q u a r e e r r o r,RM S E)。显然,当目标之间的角度间隔较大时,这3种方法设计的波形性能类似,估计误差均低于方向图匹配法设计的波形和准正交波形;在小角度间距下,MM算法和CMM算法略微优于A DMM算法。图7 波形性能对比分析F i g.7 P e r f o r m a n c e o f v a r i o u s w a v e f o r m s图8 RM S E s随噪声功率变化曲线F i g.8 RM S E s v e r s u s t h e n o i s e p o w e r9 信 息 对 抗 技 术2 0 2 4年 图9分析了目标分辨概率(t h e p r o b a b i l i t y o f r e s o l u t i o n,P o R)随目标角度间距的变化情况,其中图9(a)中NT=NR=6,图9(b)中NT=NR=1 0。可以看出不管对于哪种参数设置,MM算法总是能够达到最好的目标分辨性能。当天线尺寸较小时,CMM算法分辨能力优于A DMM算法;当天线尺寸较大时,A DMM算法分辨能力则更优。图9 目标分辨概率随角度间隔变化曲线F i g.9 T h e p r o b a b i l i t y o f r e s o l u t i o n v e r s u s t h e a n g u l a r s p a c i n g3 稳健一体化波形设计前面已经述及,角度信息是设计一体化波形不可或缺的因素。然而,在实际系统中,角度估计误差不可避免。当存在角度误差时,所设计的波形会导致合成信号畸变,造成系统性能下降。为了降低角度估计误差对于合成波形的影响,假设第k个目标位于角度区域k(如图1 0所示)。为方便处理,将该角度区域离散化,并把经过离散化的角度集合记为k=k,1,k,2,k,Nk,其中Nk为集合k中的角度个数(k=1,2,K)。不难得出,在方向k,m上M I MO阵列辐射的信号与期望信号之间的误差为:aHT(k,m)S-dT(k)22(2 4)因此,为了控制上述角度栅格点上的信号拟合误差,可以建立如下优化模型:m i nSm a xk,mkaHT(k,m)S-dT(k)22s.t.sHnsn=eTNT,RP A P R(sn),n=1,2,NT (2 5)图1 0 存在角度估计误差的一体化波形稳健设计F i g.1 0 I l l u s t r a t i o n o f r o b u s t w a v e f o r m d e s i g n i n t h e p r e s e n c e o f a n g l e e s t i m a t i o n e r r o r s01第1期唐 波,等:基于M I MO阵列的一体化射频技术研究进展及展望 文献2 7 指出,可以利用A DMM方法求解式(2 5)中的优化问题。设一体化射频系统采用NT=1 6根发射天线,天线阵为均匀线阵,阵元间距为半波长,每根天线发射的波形码长L=2 5 6,发射总能量eT=5 d B。期望生成3组信号,其中在1=4 0 附近生成能量eJ=0 d B的高斯白噪声信号用于电子干扰;在2=0 附近生成能量ec=0 d B的正交相移键控(q u a d r a t u r e p h a s e s h i f t k e-y i n g,Q P S K)信号用于通信;在3=-3 0 附近生成能量et=5 d B的线性调频信号用于雷达探测。考虑到角度估计误差,设定1=3 8,4 2 ,2=-2,2 ,3=-3 2,-2 8 ,以0.4 为间隔将上述集合进行离散化,即N1=N2=N3=1 1。所设计的波形为恒模波形,即=1。各个角度上的合成信号与期望信号之间的误差如图1 1所示,可以看出,若未考虑角度估计误差,则所合成的信号与期望信号之间的误差很大,系统性能严重下降。相比之下,采用A DMM算法所设计的合成信号与期望信号之间的误差量级在1 0-2左右,明显提升了性能。进一步地分析一体化射频系统在各方向合成的信号性能,如图1 2所示。假设在-3 1 方向上存在2个目标,与一体化射频系统的距离分别为3 2 k m和7 5 k m,目标的信噪比分别为5 d B和-5.5 d B,对目标回波进行脉压处理,目标距离像如图1 2(a)所示。可以看出,在3 2 k m和7 5 k m处均发现目标。图1 2(b)为一体化射频系统在c=-2,2 内合成的通信信号误码率随信噪比的变化曲线,可以看出合成信号的误码率接近理想Q P S K信号的性能。利用4 2 方向上合成的信号对采用Q P S K调制的通信系统进行干扰,干扰效果如图1 2(c)所示:当信干比为0 d B时,误码率由干扰前的1.61 0-3增大至0.3 1 7 4,验证了干扰波形的有效性。图1 1 各个角度上合成信号与期望信号之间的误差F i g.1 1 T h e s y n t h e s i s e r r o r s a t v a r i o u s a n g l e s图1 2 合成信号性能F i g.1 2 P e r f o r m a n c e o f t h e s y n t h e s i z e d s i g n a l s4 杂波环境中的一体化波形设计一体化射频系统在探测目标时,目标回波中不可避免地会存在外部杂波。外部杂波源除了地杂波、海杂波、云雨杂波等,还包括发射信号经通信用户以及待干扰目标反射回来的回波。故而,如何在实现数据通信、电子干扰等多种功能的同时,有效地提高一体化射频系统在杂波中的目标探测性能,是一体化射频系统亟待研究解决的重要问题。文献2 8-3 3 指出,在强杂波环境中,通过发射波形和接收滤波器的联合优化,能够有效地提高目标输出S I N R。在文献2 8-3 3 的研究基础之上,本节重点介绍一体化射频系统发射、接收、联合优化方面的最新研究进展。11 信 息 对 抗 技 术2 0 2 4年图1 3为环境中一体化射频系统示意图。假设探测空域中存在一个幅度为t的目标,其角度记为t,以及Q个杂波块,其中第q个杂波块的角度记为q(q t),幅度为q(q=1,2,Q)。那么,一体化射频系统的回波可以建模为:y=tH(t)s+Qq=1qH(q)s+n(2 6)式中,tH(t)s为目标回波信号,Qq=1qH(q)s为杂波信号,n为接收机白噪声,H()=ILaR()aTT()。设一体化射频系统接收滤波器为w,则输出S I N R定义为(为方便起见,略去了目标功率):S I N R(w,s)=wHH(t)s2wHQq=12qH(q)s sHHH(q)w+2nwHw(2 7)式中,2q=E|q|2 为第q个杂波块的平均功率,2n为接收机噪声功率。为了使得输出S I N R最大,同时实现数据通信、电子干扰等功能,建立如下发射接收联合优化问题3 3-3 4:m a xs,wS I N R(w,s)s.t.A s-d22,sS(2 8)式中,A=IL A(c),A(j),d=v e c(D),为所允许的最大信号拟合误差,S为波形约束集合。可以通过循环优化算法求解式(2 8)中的优化问题。具体来说,在第r+1次迭代中,固定sr,优化wr+1;然后固定wr+1,优化sr+1,其中当发射波形s固定时,最优接收滤波器具有如下闭式最优解:w=Qq=12qH(q)s sHHH(q)+2nI -1H(t)s(2 9)图1 3 杂波环境中一体化射频系统示意图F i g.1 3 I l l u s t r a t i o n o f a M I MO M F R F s y s t e m i n c l u t t e r 当接收滤波器w固定时,若对发射波形施加能量约束和相似性约束,则可以利用半正定松弛及秩一分解求解最优波形s3 4;若对发射波形施加低峰均比约束,则可以采用D i n k e l b a c h变换、A DMM以及MM进行嵌套优化3 5