非正交多址光通信系统信道均衡的虚拟时反方法.pdf

文章编号：1002-2082(2024)02-0475-10非正交多址光通信系统信道均衡的虚拟时反方法顾霜凌1，张峰1，彭侠2，赵黎1（1.西安工业大学电子信息工程学院，陕西西安710021；2.西安应用光学研究所，陕西西安710065）摘摘 要：要：室内非正交多址(non-orthogonalmultipleaccess,NOMA)可见光通信系统(visiblelightcommu-nications,VLC)可实现高速率多用户通信，但多径效应会造成通信可靠性及用户公平性明显下降，为此，提出一种虚拟时间反转技术(virtualtimereversalmirror,VTRM)对 NOMA-VLC 进行信道均衡，消除多径效应对通信过程的影响。分析了多用户场景下室内 NOMA-VLC 系统模型及其通信光链路的特性，依据光链路增益的稀疏特性采用稀疏度自适应匹配追踪(sparsityadaptivematchingpursuit，SAMP)算法，估计 NOMA-VLC 系统的信道冲激响应(channelimpulseresponse,CIR)。在此基础上，采用 VTRM 方法对 NOMA-VLC 进行信道均衡，通过 VTRM 的时空聚焦特性减少信道衰落影响，并重构接收信号，抑制多径效应。理论分析和实验结果表明：经论文算法均衡后的 NOMA-VLC 系统，在满足前向纠错(forwarderrorcorrection，FEC)误码率阈值的同时，用户 1 性能提高了4.4dB，用户 2 性能提高了 5.7dB，两用户平均性能提高了 5.05dB，用户间性能差异由 1.6dB 降为0.5dB，为 NOMA-VLC 信道均衡提供了有效的解决方案。关键词：关键词：光通信；非正交多址；信道均衡；虚拟时间反转技术；稀疏度自适应匹配追踪中图分类号：TN929.1文献标志码：ADOI：10.5768/JAO202445.0208005Virtual time reversal method for channel equalization in non-orthogonalmultiple access optical communication systemsGUShuangling1，ZHANGFeng1，PENGXia2，ZHAOLi1（1.SchoolofElectronicInformationEngineering,XianTechnologicalUniversity,Xian710021,China；2.XianInstituteofAppliedOptics,Xian710065,China）Abstract：Indoornon-orthogonalmultipleaccess(NOMA)visiblelightcommunications(VLC)systemshavethepotentialtoenablehigh-ratemulti-usercommunication.Nonetheless,themultipatheffectmayleadtoasubstantialreductionincommunicationreliabilityanduserfairness.Therefore,avirtualtimereversalmirror(VTRM)technologyforNOMA-VLCchannelequalizationtoeliminatetheinfluenceofmultipatheffectoncommunication performance was proposed.Initially,the indoor NOMA-VLC system model and thecharacteristicsofcommunicationopticallinksinmulti-userscenarioswereanalyzed.Toleveragethesparsitycharacteristicsofopticallinksgains,thesparsityadaptivematchingpursuit(SAMP)algorithmwasadoptedtoestimatethechannelimpulseresponse(CIR)ofNOMA-VLCsystems.Onthisbasis,theVTRMmethodwasintroducedtoequalizethechannelofNOMA-VLC,reducingtheimpactofchannelfadingthroughthespatio-temporal focusing characteristics of VTRM,and the received signal was reconstructed to suppress themultipatheffect.ThetheoreticalanalysisandsimulationresultsshowthattheNOMA-VLCsystemequalizedbytheproposedalgorithmimprovestheperformanceofuser1by4.4dB,user2by5.7dB,improvesthe收稿日期：2023-04-17；修回日期：2023-06-28基金项目：国家自然科学基金（12004292）；陕西省科技厅一般项目-工业领域（2022GY-072）；西安市科技计划项目（2020KJRC0040）作者简介：顾霜凌（2000），女，硕士研究生，主要从事可见光通信技术研究。E-mail：通信作者：张峰（1979），男，硕士，教授，主要从事信号处理、现代通信技术研究。E-mail：zf_第45卷第2期应用光学Vol.45No.22024年3月JournalofAppliedOpticsMar.2024averagesignal-to-noiseratio(SNR)ofthetwousersby5.05dB,andreducestheperformancedifferencebetweenusersfrom1.6dBto0.5dB,whentheforwarderrorcorrection(FEC)biterrorrate(BER)thresholdismet.Overall,thismethodprovidesaneffectiveapproachforNOMA-VLCchannelequalization.Key words：optical communication；non-orthogonal multiple access；channel equalization；virtual time-reversalmirror；sparsityadaptivematchingpursuit引言可见光通信(visiblelightcommunications,VLC)是下一代室内无线网络新兴绿色通信方式。但LED 调制带宽窄，限制了系统容量、通信速率和组网应用1。非正交多址(non-orthogonalmultipleacc-ess,NOMA)可实现 VLC 组网应用，其允许多用户使用同一频谱提高频谱效率，减少延迟。室内多用户场景下，NOMA-VLC 系统可实现高频谱效率及通信速率2。可见光信道环境复杂，信号在传输过程中易受到多径衰落的影响，通常需要用信道均衡方法降低由多路光源产生的多径效应3。文献 4 提出了PAM-8 调制及被动均衡器、基于神经网络(neuralnetwork，NN)的前馈均衡(feedforwardequalization,FFE)和径向基函数神经网络(radialbasisfunctionneuralnetworks,RBF-NN)作为 VLC 混合均衡方法扩展调制带宽，降低多径影响，但系统复杂度较高。文献 5 提出了将 Volterra 非线性均衡器用于基于硅光电倍增管(siliconphotomultiplier,SiPM)的正交频分复用(orthogonalfrequencydivisionmultiple-xing,OFDM)VLC 系统，实现 1.35Gbit/s 的数据速率，但需牺牲误码率换取低复杂度。文献 6 提出了基于离散小波(discretewavelettransform,DWT)OFDM 混合空频域预均衡技术，能降低多径效应，提高速率及频谱效率，但系统对滤波器正交性的要求较高。传统的信道均衡方法在稀疏多径的信道环境下性能较差，因此提出一种自适应均衡方法，用于解决室内可见光系统中由稀疏多径信道带来的码间干扰问题7。文献 8 提出了基于虚拟时间反转(virtualtime-reversalmirror,VTRM)均衡的 M 元多序列叠加扩频方案，VTRM 均衡能抑制多径效应，提高系统速率和鲁棒性，但未考虑多普勒效应。文献 9 采用二进制相位编码双曲频率调制信号(binaryphase-codedhyperbolicfrequency-modulated,BPC-HFM)作为探测信号，利用 VTRM实现通信系统信道均衡，可不受多径效应和多普勒效应影响偏移，但对带宽要求较高。文献 10提出了基于 VTRM 均衡的 M 元正弦啁啾扩频，随着多径增加系统性能下降，VTRM 均衡能解决由多径效应引起的误码率较高的问题。为进一步提高室内多用户 NOMA-VLC 系统的可靠性及公平性，论文提出一种 VTRM 信道均衡方法，并采用改进的 SAMP 算法对 VLC 稀疏信道进行信道估计，降低 VLC 多径信道对通信的影响，提升系统的可靠性及用户公平性。1 多用户场景下非正交多址可见光通信模型1.1 NOMA-VLC 系统模型发送端将多路 OFDM 信号进行 Turbo 编码及正交振幅调制(quadratureamplitudemodulation，QAM)、功率分配后叠加发送；在接收端，经过 VLC 多径信道的信号被雪崩光电二极管(avalanchephotodiode,APD)接收后进行 OFDM 解调，对 N 个用户进行SIC 检测，SIC 算法优先解码信道质量好的用户。重复该操作直至所有多址干扰均被消除。最后将N 个用户信息 QAM 解调及 Turbo 解码后得到接收二进制比特流。Xs多用户经过调制后形成的待发送信息为Xs=Ni=1Mj=1Pi,jxi,j（1）NMx1,x2,xNPi,jijxi,jij式中：为用户数；为子载波数，每个用户比特信息为；是为第 个用户在 个子载波分配的功率，为第 个用户在 个子载波的时域信号。XM为保证驱动 LED 的传输信号为实数，需要进行厄米特对称，共轭对称信号为11XM=x0,x1,xM1=0,x1,xM/21,0,xM/21,x1（2）XTXIFFT-CPXMNXTYi,j最终调制信号和分别为和循环前缀做点 IFFT，与接收信号为XT=1NN1k=0XMexp(j2knM)+XIFFT-CP,n=1,2,N（3）Yi,j=hi,jx+wi（4）476应用光学第45卷第2期hi,jwii式中：为用户的信道增益；为第 个用户所携带的干扰噪声信息。由式（1）知，NOMA-VLC 系统由于多用户信号在时域相互叠加，功率域实现非正交复用，用户间易产生多址干扰，通信质量难以保证。由式（4）知，通信过程易受到信道环境、多径效应及噪声影响，用户信息在传输过程中会受其干扰，从而导致用户通信性能降低，用户间通信性能差异明显，难以保证系统的可靠性及用户间的公平性。NOMA-VLC 系统如图 1 所示。VLC发送端VLC接收端LEDQAM调制QAM调制叠加编码共轭对称串并转换+CP串行干扰检测N-IFFT-CFFTPN-并串转换频率域多路复用DCO-OFDM解调功率域多路复用NOMA解调 用户1用户N并串转换直流偏置串并转换Turbo编码Turbo编码QAM解调QAM解调Turbo解码Turbo解码用户1用户N信道均衡光信道APD1APD2图 1 NOMA-VLC 系统Fig.1 NOMA-VLC system1.2 室内可见光多用户通信光链路分析RLEDRPDL1、L2g、L3gAPD1PgPgAPD1d1、d2g、d3gggLED 为多个用户提供服务，在地面放置2 个APD代表 2 用户，室内信源发射光信号在室内多次反射后到达接收端。分别指光信号源 LED 到、LED 到和到的 3 条视距链路，则为相应距离，为 LED 的发射角。和分别为光源到反射点的入射角和辐射角，多用户 VLC 系统与光源辐射模型如图 2 所示。ZXLED用户2用户1OY6 m6 mh2x2y2x1y14 mNLoSL3gggL1d1L2gd2gd3gLoSPgAPD1APD2图 2 多用户 VLC 系统与光源辐射模型Fig.2 Multi-user VLC system and light source radiationmodel图 2 中，LED 和用户 1 之间的 CIR 为12h(t,RLED,RPD)=K=0hK(t,RLED,RPD)=h(L)(t)+h(N)(t)（5）h(t,RLED,RPD)h(L)(t)h(N)(t)式中为直射(lineofsight,LoS)链路及漫反射(non-lineofsight,NLoS)链路到达光接收机的信道冲激响应，直射及漫反射链路信道冲激函数分别为和12：h(L)(t)=ArD2(tDc)cos(m+1)2cosm()（6）h(N)(t)=wwSrAr(m+1)cosm()cos(g)cos(g)2d22gd23gcosm(g)cosd22gd23g(td2g+d3gc)ds（7）SrdsArmm=ln2/ln(cos(1/2)g0()式中：为从反射点到 APD 的入射角；为 APD 接收光线入射角；为室内环境中整个反射表面的面积；为反射表面的微分面积；为 APD 面积；为朗伯阶数，。为光学增益函数，表达式为g0()=cos(),0 /20,else（8）D(x,y,z)(x0,y0,z0)为光信号源到用户的视距距离：应用光学2024，45（2）顾霜凌，等：非正交多址光通信系统信道均衡的虚拟时反方法477D=|RtRr|=(xx0)2+(yy0)2+(zz0)2（9）lL 为多径信道路径总数，LED 到 APD 的多径第 路径信道增益为13h(l)(t,RLED,RPD)=wT+T00K=0hK(t,RLED,RPD),l=0w(1+l)T+T0T+T0K=0hK(t,RLED,RPD),l=1,2,L1（10）室内可见光信道对应的直流信道增益为H(0)=wh(t)dt（11）H(0,RLED,RPD)=K=0HK(0,RLED,RPD)=H(L)(0)+H(N)(0)（12）H(L)(0)H(N)(0)LoS 链路及 NLoS 的直流增益分别为和12，表达式如下：H(L)(0)=Ar(m+1)2D2cosm()cos()L()n2sin2,0 （13）H(N)(0)=Ar(m+1)22d21d22gApcosm()cos(f)cos(f)L()cos()n2sin2(),0 （14）L()Ap式中：为光学滤波器增益；与为反射点处介质的反射率及反射区域有效面积。由式（10）知，室内可见光信道增益由直射及漫反射链路组成，存在墙面及其他障碍物的反射，光多径传播导致色散室内信道响应，反射和其他接收的光会导致频率选择性衰落，引起多径效应，因此需要信道均衡技术降低多径效应引起的损耗，实现高质量可见光通信。2 基于虚拟时反技术的 NOMA-VLC信道均衡2.1 NOMA-VLC 虚拟时间反转信道均衡原理h(t)h(t)h(t)Xr(t)h(t)虚拟时间反转技术可利用光波的互易性，实现信道自适应均衡。光信号源发射信号，接收端所接收到的光信号经过时间倒序后重新传输，室内可见光环境组合了各个多径以产生接近光信号源发射的信号，在 VLC 信道中反向传输来均衡修正有用信号，实现多径补偿，使信号同时到达光源处实现信号的聚焦14。可见光信道虚拟时反系统选用 Chirp 信号作为探测信号，SAMP 算法估计可见光信道冲激响应函数，对时间反转得到，将 APD 接收到的有效信息信号与 SAMP估计出的虚拟时反后信道冲激响应函数相卷积，实现虚拟时反均衡。可见光信道的虚拟时反原理如图 3 所示。可见光信道光电探测器信道估计时反P(t)X(t)Pr(t)Xr(t)h(t)h(t)Y(t)VTRM信道均衡图 3 可见光信道的虚拟时反原理框图Fig.3 Block diagram of virtual time-reversal principle of visible light channelP(t)通常将 Chirp 信号作为探测信号，时域表达式为15f(t)=(t)cos(2f0t+(t),TC2 t TC20,else（15）(t)(t)f0(t)(t)式中：为信号的包络形式；为信号的初始相位；为信号的中心频率。影响 Chirp 信号的自相关特性，与 t 决定 Chirp 信号的形式。X(t)P(t)Xr(t)Pr(t)发送信号和探测信号经过 VLC 和 APD后的接收信号为和：Xr(t)=X(t)h(t)+ns(t)（16）Pr(t)=P(t)h(t)+np(t)（17）Pr(t)h(t)h(t)探测信号利用 SAMP 信道估计信道冲激响应，对进行虚拟时反得到：h(t)tr=h(t)（18）Xr(t)Y(t)接收信号经过虚拟时反后得到接收到的有效信号：Y(t)=Xr(t)h(t)=Xr(t)h(t)+ns(t)h(t)=Xr(t)h(t)h(t)+ns(t)h(t)（19）ns(t)Y(t)Xr(t)h(t)ns(t)h(t)式中：为噪声项；为接收的多径信号与时间反转信道的卷积，且白噪声与不相关，并未对噪声进行聚焦，因此 VTRM 仅仅提478应用光学第45卷第2期hVTRM(t)高了输出信噪比。是实际 VLC 信道脉冲响应和 SAMP 信道估计脉冲响应的互相关函数：hVTRM(t)=h(t)h(t)（20）hVTRM(t)hVTRM(t)=h(t)h(t)(t)(t)Y(t)X(t)为虚拟时反信道，当信道估计准确，若主峰能量明显高于其他多径能量时，虚拟时反均衡信道近似为函数，此时的信道可视为理想信道，可以极大抑制多径效应引起的多途扩展问题，且能使信号相干叠加，噪声非相干叠加，输出信号近似发射信号，因此可以提高接收信噪比。虚拟时反技术具有良好的信道聚焦性能和抑制多径效应能力，可利用其时空聚焦性重组接收信号降低多径效应的影响，解决室内可见光系统中由多径效应造成的严重码间干扰问题，实现 NOMA-VLC 信道均衡，提高系统的可靠性及公平性。2.2 基于 SAMP 算法的信道冲激响应估计P(t)P(t)P(t)y=Pr(t)A=P(t)s Kh=htL由式（20）知 VTRM 信道均衡的关键是信道估计，VLC 信道具有稀疏特性，SAMP 算法重构精度高，且不需要预知信号的稀疏度。SAMP 算法通过优化目标函数获得信道中 CIR 的稀疏系数，对可见光信道采用压缩感知原理建模，在信号帧结构前附加，选用 Chirp 信号，对进行稀疏分解，设计观测向量和观测矩阵，在迭代循环过程中，SAMP 算法设定固定步长s()，用来估计信号的稀疏度 K，根据新残差与旧残差的比较来确定选择原子的数目，并从字典中选择最匹配残差的原子来估计 CIR 分量，同时更新残差。当 2 个连续相位之间重构信号的残余能量变化小于某个阈值时，SAMP 算法停止迭代。得到信号估计冲激响应最优解，对可见光信htLhtL道冲激响应重构估计值为16。SAMP 在多径信道下 NOMA-VLC 能准确估计，信道估计值为，提高了虚拟时反效果。SAMP 算法具体流程如下：y=Pr(t)sA=P(t)1）设定观测向量，初始步长，初始原子集矩阵；r=yt=10=2）初始化残差，迭代次数，原子支撑集；Art1u=?ATrt1?uAjSk3）计算矩阵 与残差向量的内积并取绝对值得，选取 中 L 个最大值，对应中的列下标，得到候选原子集矩阵；C C=t1SK,At=aj,j SK4）更新原子支撑集，；y=Aththt=(ATtAt)1ATty5）信号估计，利用最小二乘法求解；htLhtLAtAtLAAtjF=t16）从 中选出绝对值最大的 项并记为，与对应的 L 列记为，对应矩阵 中的列索引记为，更新支撑集；rn=y AtLhtLrn rn2 rt12L=L+st=F t=t+1 rt=rn7）更新残差为，若残差执行步骤 8；若，则，返回步骤 3）继续执行；若都不满足，则，返回步骤 3）继续执行；hhtLtL8）信号的最佳估计值 为最后一次迭代所得，处为非 0 值。2.3 在多径信道下 VTRM 聚焦增益分析PSNR假设每条多径的信噪比相同，且噪声分量相互独立，则各途径信噪比满足：PSNR=A2121=A2222=A2I2I（21）Ai2ini(t)VSNR与为第 i 个路径接收端噪声的振幅与方差，虚拟时反信噪比满足15：VSNR=Ii=1Ai2Ii=12i=Ii=1Ai221A21Ii=1A2i=21A211+Ii=1Ij=1j,iAiAj/Ii=1A2i=PSNR+10lg1+Ii=1Ij=1j,iAiAj/Ii=1A2i（22）式（22）为虚拟时反后信号 SNR 大于原始接收信号 SNR，VTRM 聚焦增益在可见光信道匹配时，能够对接收信号的多径聚焦，且多径数目越多，每径能量越强，聚焦增益越大。VTRM 信道均衡的聚焦效应与 VLC 信道的多径结构有关，VLC 信道的 CIR 为h(t)=A1(t)+Ii=2Ai(ti)（23）AitihVTRM(t)式中和 为每径幅度和时延。虚拟时反 VLC 信道冲激响应匹配为15hVTRM(t)=Ii=1A2i(t)+Ii=2A1Ai(tti)+(t+ti)+Ii=2Ij=i+1AiAj(t(titj)(t+(titj)（24）应用光学2024，45（2）顾霜凌，等：非正交多址光通信系统信道均衡的虚拟时反方法479Amax经虚拟时反处理后，最大振幅为Amax=Ii=1A2i（25）由式（25）可知，VLC 信道中多径的数量和幅值将影响聚焦峰值的最大值的幅度。分析虚拟时间反转信道的旁瓣结构，得出单边带旁瓣干扰为15B+C=Ii=2A1Ai(tti)+Ii=2Ij=i+1AiAj(t+(titj)（26）AmaxBC6 m6 m4 mT=5 nsAr=1 cm2Ap=0.01m2由式（25）、（26）可知，当可见光多径信道的结构确定后，和 不会发生变化，而 的位置会发生变化，从而影响时反后信道结构及信道聚焦性。在室内空间中，放置 LED(3,3,4)、APD1(5,1.5,0)和 APD2(4,0.5,0)，采 样 间 隔 设 置 为，采集可见光信号，其中 APD 面积，反射区域的有效面积，根据式（10）与（20）分别得到图 1多用户 VLC 系统模型与虚拟时反匹配通道的多径衰落模型信道增益如图 4 所示。t1=t2=t3=t4如图 4 所示，光信号经过墙壁和屋顶时发生多次散射，大部分透射光功率集中在几个散射路径上，其他子路径的光功率非常小。当改变 APD 位置时，信道幅度和抽头位置随机生成，但多径信道数不变，最大时延变化较小。如图4(a)和图4(c)，VLC具有明显的稀疏性，多径传播导致 VLC 接收信号为不同路径信号叠加，均衡时需考虑 VLC 信道稀疏特性，否则无法保证算法的收敛性能。如图 4(b)和图 4(d)，VTRM 匹配信道多径时延差满足，式（26）中 C 中的能量会叠加在固定位置 B 的能量上，虚拟时反信号能量聚焦在主径上，纵向多径能量增加，横向能量不能聚焦。虚拟时反匹配信道主峰集中多途能量，主径能量明显高于旁瓣能量，其他多径能量小于主峰能量，抑制多径干扰效果明显。3 实验及性能分析3.1 实验平台及功能验证(0.4,0.4,0.8)实验平台在长、宽、高分别为 0.8m 的立方体空间中，顶部中心为，放置一个功率为3W 的 LED 光源作为发射端，地面放置 2 个 APD作为接收端，搭建如图 5 基于虚拟时反均衡的NOMA-VLC 系统通信实测平台。在此实验环境下进行 2 用户 QAM 前端调制的非正交多址传输实验，通过对比收发前后的波形及数据，验证虚拟时反均衡 NOMA-VLC 通信系统在实际应用场景中的可行性及可靠性。00.10.20.30.40.50.60.70.80.91.01.1信道增益APD(5,1.5,0),信道冲激响应h(t)510152025303540455055时间/ns(a)APD1多径信道(b)APD1虚拟时反匹配(c)APD2多径信道(d)APD2虚拟时反匹配时间/ns时间/ns时间/ns00.20.40.60.81.01.10.10.30.50.70.9信道增益APD(5,1.5,0),时反匹配信道h(t)*h(t)01020304050600.100.20.30.40.50.60.70.80.91.11.0信道增益APD(4,0.5,0),信道冲激响应h(t)051015202530354045500.100.20.30.40.50.60.70.80.91.01.11.2Channel gainAPD(4,0.5,0),时反匹配信道h(t)*h(t)10515202530354045505560图 4 多径衰落模型信道增益Fig.4 Multipath fading model channel gains00.10.20.30.40.50.60.70.80.91.01.1信道增益APD(5,1.5,0),信道冲激响应h(t)510152025303540455055时间/ns(a)APD1多径信道(b)APD1虚拟时反匹配(c)APD2多径信道(d)APD2虚拟时反匹配时间/ns时间/ns时间/ns00.20.40.60.81.01.10.10.30.50.70.9信道增益APD(5,1.5,0),时反匹配信道h(t)*h(t)01020304050600.100.20.30.40.50.60.70.80.91.11.0信道增益APD(4,0.5,0),信道冲激响应h(t)051015202530354045500.100.20.30.40.50.60.70.80.91.01.11.2Channel gainAPD(4,0.5,0),时反匹配信道h(t)*h(t)10515202530354045505560480应用光学第45卷第2期发送端，PC 端随机生成测试数据后经过 Turbo编码、QAM 调制、功率分配、叠加编码、IFFT-OFDM 调制生成 NOMA-OFDM 信号数据，将数据保存为文本文档(.txt)格式。利用 NILabVIEW 软件生成波形信号，电源供电模块提供 12V 直流电源，将波形信号发送至 USB 信号采集模块，采集信号进行数模转换后发送至光发射机中通过放大器、添加直流偏置与直流驱动电压耦合后，由功率为 3W 白光 LED 发送携带信息的可见光信号。接收端，在光路中添加 2 个聚光镜，聚焦传输至光接收机，通过 2 个型号为 LSSAPD9-500 的 APD 将 2 路光信号转换为 2 路电信号，对其进行滤波、去除直流偏置、放大处理及 A/D 转换后，进行逆解调获得原数据。接收模块与示波器相连，显示 2 个通道的接收波形，通过示波进行采样和量化后得到数字信号，用 U 盘存储接收的数据，在 PC 端进行离线处理，对数据进行虚拟时反均衡，进行逆序解调以恢复初始多用户数据。3.2 通信可靠性及用户公平性性能分析在对 VTRM 均衡 NOMA-VLC 系统的误码率性能分析中，实际参数设置如表 117所示。表 1 参数设置Table 1 Parameters settingVLC参数设置数值NOMA参数设置数值房间尺寸（长宽高）/m664Turbo编码长度/bit1280LED发射器放置位置/m(3,3,4)NOMA功率分配固定功率分配()LEDFOV/80NOMA用户功率用户1:0.65用户2:0.35cdLED照明强度/60PD接收器PD1:(5,1.5,0)PD2:(4,0.5,0)P/WLED的功率10OFDM子载波个数64光电二极管响应度/(A/W)0.53循环前缀CP个数161/2/()光源半功率角70IFFT/FFT点数64墙面反射率0.8调制方式4-QAMAr/m2光接收面积0.01多径信道数4绘制用户 1 与用户 2 解调后的星座图如图 6所示。图 6 中 2 用户的接收信号星座图受噪声影响都会偏离标准星座点，但整体呈现向标准点集中，逐渐达到稳定的收敛趋势。图 6(a)中用户 1 的星座图与 16QAM 调制后的星座图相似，用户 1 解调时，用户 1 中包含 2 用户信息，用户 2 中仅包含叠加编码串并转换插入导频N-IFFT+CP并串转换直流偏置QAM调制Turbo编码产生多用户数据AMPD/ABias-T发送端ARM数据APD1ARMA/DAMP示波器APD2182346579信道估计串并转换-CP时反均衡N-FFT并串转换串行干扰检测解调后多用户信息QAM解调Turbo解码接收端注：1.LED；2.聚光镜 1；3.APD1；4.聚光镜 2；5.APD2；6.波形发生器；7.电源；8.数据采集；9.示波器。图 5 VTRM 均衡的 NOMA-VLC 通信实测平台Fig.5 NOMA-VLC communication measurement platform with VTRM equalization应用光学2024，45（2）顾霜凌，等：非正交多址光通信系统信道均衡的虚拟时反方法481用 户 2 的 解 调 信 息。未 进 行 均 衡 前，NOMA-VLC 系统受到噪声及多径效应的影响，落点会围绕理想值成云状分布，易产生星座图混淆，造成误码率较高、可靠性较低。图 6(b)中 VTRM 均衡后NOMA-VLC 系统星座图混淆减少，这是由于虚拟时反均衡能够有效抑制多径效应，提高系统的可靠性，星座图更为集中，星座点收敛，簇变小、簇间的间隔增大，团与团的混叠减小，噪声及干扰对信号的影响减小，抗干扰能力增强。因此，论文算法能保证接收信号正确解调，确保通信的可靠性。210(a)未经均衡的NOMA-VLC系统(b)VTRM均衡的NOMA-VLC系统122.01.51.00.500.51.01.52.0未进行时反均衡用户1星座图1.00.500.51.01.00.80.60.40.200.20.40.60.81.0未进行时反均衡用户2星座图1.5 1.0 0.500.51.01.51.51.00.500.51.01.5时反均衡用户1星座图1.00.500.51.01.00.80.60.40.200.20.40.60.81.0时反均衡用户2星座图图 6 用户 1 与用户 2 解调后的星座图Fig.6 Constellation diagram of user 1 and user 2 afterdemodulation在基于误码率(biterrorrate,BER)的系统通信可靠性定量分析中，发送 100 帧数据，每帧包含32120bit 数据，采用蒙特卡洛方法进行误码率计算。(3.8103)图 7 中，多径信道为 4 时，论文所提均衡方法总体 BER 性能优于未加均衡的 NOMA-VLC 系统，在满足 FEC 误码率阈值时，用户 1 性能提升了 4.4dB，用户 2性能提升了 5.7dB，两用户平均信噪比(signaltonoiseratio,SNR)降低了 5.05dB。经过时反均衡后的 NOMA-VLC 系统 BER 能降低至 105量级，用户 1 的 SNR 为 8.4dB，用户 2 的SNR 为 9.4dB。证明了 VTRM 均衡能够降低多径效应带来的影响，提升系统的可靠性及用户公平性。10010110210310410510646810SNR/dB(a)误码率(b)平均误码率添加VTRM用户1添加VTRM用户2未均衡用户1未均衡用户2FEC误码率阈值误码率性能曲线BER12141610010110210310410510646810SNR/dB添加VTRM未添加VTRMFEC误码率阈值平均误码率曲线BER121416图 7 算法的 BER 性能分析Fig.7 BER performance analysis of algorithm为验证不同信道均衡方法下 NOMA-VLC 系统误码率性能，分别对最大似然序列估计（maxi-mum-likelihoodsequenceestimation，MLSE）、递归最小二乘（recursiveleastsquares,RLS）及 VTRM 均衡 3 种信道均衡方法进行仿真实验，仿真结果如图 8 所示。10010110210310610410546810SNR/dBFEC误码率阈值误码率性能曲线BER121416添加VTRM用户1添加VTRM用户2添加MLSE用户1添加MLSE用户2添加RLS用户1添加RLS用户2图 8 不同信道均衡方法 BER 性能分析Fig.8 BER performance analysis of different channel equ-alization methods482应用光学第45卷第2期分析不同 BER 下 3 种信道均衡方法的 SNR 性能，如表 2 所示。表 2 不同信道均衡方法下 SNR 性能分析表Table 2 SNR performance analysis under different channel equalization methods信道均衡VTRM方法的SNRMLSE方法的SNRRLS方法的SNRBER用户1/dB用户2/dB用户1/dB用户2/dB用户1/dB用户2/dB3.81037.758.18.28.810.311.11037.98.38.69.210.911.91048.299.510.211.812.81058.39.310.110.512.313.7通过分析图 8 和表 2 知，MLSE、RLS 及 VTRM均衡 3 种信道均衡方式的 BER 均超过 FEC 误码率阈值，当误比特率为 105时，在 3 种不同信道模型下，论文算法的可靠性及公平性最好。结果验证了所提均衡方法能够提高 NOMA-VLC 系统性能，在 BER 低于 FEC 极限的情况下实现了低误码率与高信噪比。为研究不同多径数对 NOMA-VLC 系统及虚拟时反均衡后的 NOMA-VLC 误比特率的影响，在多径信道数分别为 3、4、5 时进行仿真验证，结果如图 9 所示。100101102103多径信道3用户1多径信道3用户2多径信道4用户1多径信道4用户2多径信道5用户1多径信道5用户2多径信道3用户1多径信道3用户2多径信道4用户1多径信道4用户2多径信道5用户1多径信道5用户210446810SNR/dB(a)未经均衡的NOMA-VLC系统(b)VTRM均衡的NOMA-VLC系统FEC误码率阈值误码率性能曲线BER1214161001011031021051041071064567891011SNR/dBFEC误码率阈值误码率性能曲线BER12图 9 不同多径信道的 BER 性能Fig.9 BER performance of different multipath channels图 9 中所提均衡方法总体 BER 性能优于未加均衡的 NOMA-VLC 系统，随着多径信道的增加，两者的性能差距越来越大。图 9(a)中 BER 为 102时，NOMA 系统用户1 的SNR 分别为8.6dB、10.1dB、14.2dB。图 9(b)中，当 BER 为 104时，多径信道数为 3 时，与 4 相比，能够提高 0.4dB 的性能增益。多径信道数为 5 时，所提均衡方案两用户间公平性较差，用户 1 能够很好地解调