基于微扰通孔法实现SIW宽阻带带通滤波器的设计.pdf

第 56 卷 第 10 期2023 年 10 月通信技术Communications TechnologyVol.56 No.10Oct.20231216文献引用格式：周为荣,周鹤,孟涛,等.基于微扰通孔法实现 SIW 宽阻带带通滤波器的设计 J.通信技术,2023,56(10):1216-1222.doi:10.3969/j.issn.1002-0802.2023.10.013基于微扰通孔法实现 SIW 宽阻带带通滤波器的设计*周为荣1，周鹤1，孟涛1，李帅合1，魏志杰2（1.中通服咨询设计研究院有限公司，江苏 南京 210019；2.南京信息工程大学 电子与信息工程学院，江苏 南京 210044）摘 要：在单层结构中，滤波器采用直角耦合方式往往会破坏高次模 TE102/TE201场的分布特性，导致场产生恶化，从而影响抑制效果。针对此问题，提出了加载金属微扰通孔的方法扰动场的分布特性，从而修复模式的本征抑制，最终抑制了 TE102/TE201模的谐波通带。基于此方法，研究了二阶基片集成波导（Substrate Integrated Waveguide，SIW）带通滤波器的阻带宽度延伸及带外抑制优化的设计，中心频率f0=9 GHz，相对带宽FBW为 2.44%，插入损耗低于 1.3 dB，回波损耗优于 20 dB，阻带延伸至 18.93 GHz 时，带外抑制优于 20 dB。最后，分别设计、制作了三阶、四阶 SIW带通滤波器进行实物验证，实测的阻带宽度均超过 2.05f0，且抑制深度均优于 30 dB，验证了该设计方法的可行性和准确性。关键词：直角耦合；微扰通孔；谐波通带；SIW；带通滤波器中图分类号：TN713+.5 文献标识码：A 文章编号：1002-0802(2023)-10-1216-07Design of SIW Wide Stopband Bandpass Filter Based on Perturbation Via MethodZHOU Weirong1,ZHOU He1,MENG Tao1,LI Shuaihe1,WEI Zhijie2(1.China Information Consulting&Designing Institute Co.,Ltd.,Nanjing Jiangsu 210019,China;2.Nanjing University of Information Science&Technology,Nanjing Jiangsu 210044,China)Abstract:In single-layer structure,the filter using right-angle coupling mode often destroys the distribution characteristics of the high-order mode TE102/TE201 fields,resulting in the worsening of the field generation,thus affecting the suppression effect.To address this problem,a method of loading metal perturbation via is proposed to disturb the distribution characteristics of the field,so that the harmonic passband of TE102/TE201 mode is suppressed,and the filter obtains wide stopband and high out-of-band suppression performance.Based on this method,the stopband width extension and out-of-band suppression optimization design of second-order SIW bandpass filter are studied.The center frequency f0=9 GHZ,the relative bandwidth FBW is 2.44%,the insertion loss is less than 1.3 dB,and the return loss is better than 20 dB.When the stopband extends to 18.93 GHz,the out-of-band suppression is better than 20 dB.Finally,the third-order and fourth-order SIW bandpass filters are designed and fabricated respectively for physical verification.The measured stopband width is more than 2.05f0,and the suppression depth is better than 30 dB,which verifies the feasibility and accuracy of the design method.Keywords:right-angle coupling;perturbation via;harmonic passband;SIW;bandpass filter *收稿日期：2023-08-07；修回日期：2023-09-04 Received date:2023-08-07;Revised date:2023-09-041217第 56 卷第 10 期周为荣，周鹤，孟涛，李帅合，魏志杰：基于微扰通孔法实现 SIW 宽阻带带通滤波器的设计0 引 言随着现代无线通信系统的集成化、小型化程度越来越高，集成多种器件的电路存在多种信号频率相互交织甚至交叉重叠的情况日益普遍，严重影响了信号的接收效果，降低了通信信号质量，甚至导致通信系统无法正常工作。而滤波器作为射频微波电路系统和雷达系统中的重要组成器件，具有频率选择功能，选择需要的信号传输，隔离不需要的杂波信号，可以有效地解决上述问题1-3。基片集成波导（Substrate Integrated Waveguide，SIW）技术因其低损耗、高品质因数和易集成等优势得到广大研究者们的青睐，被大量应用于滤波器的设计4-6。因此，基于此背景下，研究者们提出各种各样拓宽SIW 滤波器阻带的方法。文献 7 通过级联低通滤波器的方式实现阻带宽度延伸至 2.5f0，但也导致电路尺寸和插入损耗的增加，不利于集成到通信系统。虽然这种方法容易延伸滤波器阻带宽度，且易于设计，但随着级联阶数的增加，设计的复杂度也随之增加8。文献9在需要抑制的谐波通带处引入传输零点，可以获得高水平的带外抑制效果，然而由于引入的传输零点有限，滤波器的阻带宽度拓展非常有限，并且需要增加额外的电路结构，可能会破坏系统的屏蔽性能并增加设计的复杂度10。文献 11 选用不同的 SIW 腔体来抑制谐波耦合，虽然可以获得带外抑制性能好的阻带，但选用多个不同形状的腔体，无疑增加了滤波器的设计复杂度12。文献 13 通过将第一个未能抑制掉的高次谐波尽可能远离通带内的工作模式 TE101，达到了宽阻带的效果。该方法不需要增加额外电路元件，但单独利用该方法推远的高次模最远也不会超过 2f0，因此单独使用该方法很难延伸阻带宽度14。基于上述文献报道，本文将介绍一种更为简单的、便捷的且低成本的设计方法。本文基于单层结构，提出了微扰通孔偏移来扰动电场分布特性，从而修复模式的本征抑制，最终实现 SIW 滤波器的宽阻带和高带外抑制性能。为了降低滤波器的设计复杂度，本文均采用 SIW 方形腔，结构采用前后对称的方式。设计的滤波器使用相对介电常数为 2.2、损耗角正切为 0.000 9 的 Rogers RT/duroid 5880 介质基板，厚度为 0.508 mm。1 二阶 SIW 宽阻带滤波器的设计在波导滤波器中，中心频率处可激励起主模TE101电场。随着频率不断升高，当波导波长等于中心频率对应的波长一半时，可激励起离主模 TE101最接近的高次模 TE102和 TE201电场，此时，TE102和TE201谐波通带产生，将严重影响滤波器的带外抑制能力15。在此情形下，本节基于微扰通孔偏移来扰动电场分布特性，从而修复模式本征抑制，即 TE102和 TE201模的本征抑制。接下来，以二阶 SIW 宽阻带带通滤波器为例，外部馈电端口均采用腔体中心馈电，内部加入微扰通孔偏移的方法，抑制 TE102和 TE201高次模的谐振耦合，从而实现一定频率范围内的阻带延伸。最后，分别用三阶和四阶 SIW 滤波器进行实测验证，证实了通过微扰通孔偏移的方法来修复模式的本征抑制是可行的。1.1 微扰通孔偏移下模式的电场分布特性分析在理想情况下，没有加入微扰通孔的 TE101、TE102和 TE201电场分布特性如图 1（a）、图 1（b）、图1（c）所示。当加入微扰通孔且偏移量offset=1.5 mm时，TE101、TE102和 TE201电场分布特性如图 1（d）、图 1（e）、图 1（f）所示。加入微扰通孔后，微扰通孔处相当于金属电壁，没有电场能量，这改变了谐振腔中传输模式的电场分布特性。但随着偏移量offset不断增大，模式的电场分布特性也随之增大，根据这个特性，通过改变微扰通孔的偏移量来修复TE102和 TE201模的本征抑制。与此同时，随着偏移量offset不断增大，对工作模式 TE101的影响也随之增加，如图 1（d）所示。因此，需要设置合理的偏移量offset取值范围，要既能保证主模 TE101的传输性能，又能抑制高次模 TE102和 TE201的谐振耦合。1.2 微扰通孔半径和偏移量与模式耦合量关系分析如图 2 所示，提取了 TE102和 TE201的耦合量，通过耦合量的取值确定偏移量和半径的取值。当微扰通孔的偏移量offset=1.45 mm、半径r1=0.4 mm 时，TE102和 TE201高次模的耦合量较小，因此可以很好地抑制 TE102和 TE201模的谐波通带。1.3 二阶 SIW 宽阻带带通滤波器的仿真结果分析根据上述方法分析，提出了基于微扰通孔的二阶 SIW 宽阻带带通滤波器，其结构如图 3 所示，图中参数的具体含义如表 1 所示。该结构采用两个方形谐振腔R1和R2，降低了设计和优化参数时的难度。根据结构图中的相关设计参数，借助仿真软件 HFSS建立物理结构模型，并分别仿真了offset=0 mm，1 mm，1.45 mm 和 2 mm 的情况，得到随偏移量变化的S参数曲线，如图 4 所示。由仿真结果观察到，1218通信技术2023 年仅当微扰通孔offset=1.45 mm 时，抑制了 TE102和TE201模的谐振耦合。图 5 展示了当偏移量变化时，TE102和 TE201模的电场在 SIW 各个谐振腔中的传输特性，仅当offset=1.45 mm 时，滤波器输出端 B 处没有电场能量，因此抑制了 TE102和 TE201的谐波 通带。（a）TE101，offset=0 mm （b）TE102，offset=0 mm （c）TE201，offset=0 mm （d）TE101，offset=1.5 mm （e）TE102，offset=1.5 mm （f）TE201，offset=1.5 mm图 1 模 TE101、TE102、TE201关于中心对称的电场幅度分布 （a）TE102 （b）TE201图 2 微扰通孔半径和偏移量与模式耦合量关系曲线表 1 二阶 SIW 宽阻带滤波器的结构参数/mm变 量数 值变 量数 值W116.00ls1.73t0.018ws0.40b015.20wp1.58b124.80wc6.00d0.80offset1.45s1.20r10.40图 6 展示的是基于微扰通孔二阶 SIW 宽阻带带通滤波器的S参数。通带内，中心频率f0为 9 GHz，相对带宽FBW为 2.4%，回波损耗优于 24 dB，插入损耗低于 1.3 dB。阻带中，位于 14.1 GHz 处的TE102/TE201模，抑制深度优于 27 dB。滤波器的带外抑制优于 20 dB 时，阻带宽度已达到 18.8 GHz，即2.08f0，一定程度上实现了阻带宽度的拓展。1219第 56 卷第 10 期周为荣，周鹤，孟涛，李帅合，魏志杰：基于微扰通孔法实现 SIW 宽阻带带通滤波器的设计 图 3 二阶 SIW 宽阻带带通滤波器结构 图 4 随微扰通孔偏移量offset变化的S参数曲线 （a）offset=0 mm （b）offset=0.1 mm （c）offset=1.45 mm （d）offset=2.0 mm图 5 TE102/TE201模随微扰通孔偏移量offset变化的电场分布 （a）滤波器通带传输响应 （b）滤波器阻带传输响应图 6 基于微扰通孔偏移的二阶 SIW 滤波器的S参数1220通信技术2023 年2 三阶 SIW 宽阻带滤波器的实测验证本文设计的三阶 SIW 宽阻带带通滤波器的物理结构如图 7 所示，相关设计参数如表 2 所示。图 7 三阶 SIW 宽阻带带通滤波器结构图 8 展示的是，当偏移量offset1=1.45 mm 时，TE101和 TE102/TE201模在 SIW 的 R1、R2、R3 谐振腔中的电场传输特性。工作模式 TE101的电场能量能很好地从输入端 A 传输到输出端 B。而 TE102/TE201模的电场能量只能在 SIW 的 R1、R2 谐振腔中传输，因为微扰通孔扰动而导致 TE102/TE201模的电场分布特性发生改变，使得 TE102/TE201模受到内部耦合窗口b23的本征抑制。表 2 三阶 SIW 宽阻带滤波器的结构参数/mm变 量数 值变 量数 值W115.98ls2.00W216.12ws0.50b015.35wp1.58b124.90wc6.00b234.76offset11.45s1.10r10.40s11.2t0.018滤波器的实物、仿真和实测的S参数如图 9 所示。图 9（a）展示的是通过焊接 SMA 接头在输入、输出端连接安捷伦 E8363C 的网络矢量分析仪进行测量。通带内，滤波器的中心频率f0为 9 GHz，实测的插入损耗为 2.42 dB，实测的回波损耗均优于13 dB，3 dB 的相对带宽FBW为 2.56%。阻带中，抑制了 14.2 GHz 处的 TE102/TE201高次模，抑制能力优于 30 dB，且滤波器优于 30 dB 的阻带一直延伸至2.06f0。仿真和实测结果显示两者吻合度基本一致。（a）TE101 （b）TE102/TE201图 8 当offset1=1.45 mm 时，TE101、TE102和 TE201模传输的电场分布 （a）滤波器的通带传输响应 （b）滤波器的阻带传输响应图 9 三阶 SIW 宽阻带滤波器的仿真和实测S参数1221第 56 卷第 10 期周为荣，周鹤，孟涛，李帅合，魏志杰：基于微扰通孔法实现 SIW 宽阻带带通滤波器的设计3 四阶 SIW 宽阻带滤波器的实测验证本文设计的四阶 SIW 宽阻带带通滤波器的物理结构如图 10 所示，结构参数如表 3 所示。图 11 展示的是不同模式下的电场在SIW各个谐振腔中的传输特性，当偏移量offset2=1.5 mm 时，在不影响 TE101传输性能的前提下，抑制了 TE102/TE201高次模的谐振耦合。图 10 四阶 SIW 宽阻带滤波器结构表 3 四阶 SIW 宽阻带滤波器的结构参数/mm变 量数 值变 量数 值W115.93ls2.30W216.11ws0.50b015.50wp1.58b125.10wc6.00b234.60offset21.50s1.10r10.40s11.20t0.018四阶 SIW 滤波器的实物、仿真和实测的S参数如图 12 所示。通带内滤波器的中心频率f0为 9 GHz，相对带宽FBW为 3.1%。实测的插入损耗为 3.88 dB，其损耗增加可能来源于 SMA 接头自身的损耗、焊接带来的损耗、转换接头的损耗、实物加工工艺精度带来的损耗及网络矢量分析仪校准不精确这 5 个方面。无论是仿真还是实测结果均显示，位于 14.2 GHz 处的 TE102/TE201模的抑制均优于 35 dB，且滤波器带外抑制优于 35 dB 的阻带一直延伸至 18.82 GHz，即 2.09f0。（a）TE101 （b）TE102/TE201图 11 当offset2=1.5 mm 时，TE101和 TE102/TE201模的电场分布1222通信技术2023 年（a）滤波器的通带传输响应（b）滤波器的阻带传输响应图 12 四阶 SIW 宽阻带滤波器的仿真和实测S参数4 结 语相较于其他单层结构的 SIW 带通滤波器实现宽阻带和高抑制性能，本文介绍了微扰通孔偏移的方法来修复 TE102/TE201模的本征抑制，这是一种不需要破坏滤波器结构的方法，使得滤波器拥有完美的屏蔽结构，更适用于高频电路系统。此外，该设计方法也不会因为滤波器的阶数增加而变得复杂，因此也适用于高阶滤波器的设计。参考文献：1 俞婷婷.具有带外抑制特性的滤波器的研究 D.南京:南京邮电大学,2020.2 严小黑,慕文静.基于 SIW 的 5G FR2 频段窄带滤波器设计 J.科技创新与应用,2021,11(29):14-17.3 吴章敏,包晓军,刘远曦,等.一种基于场路联合设计SIW 滤波器的快速方法 J.无线通信技术,2019,28(4):27-30.4 XU F,WU K.Guided-wave and leakage characteristics of substrate integrated waveguideJ.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2005,53(1):66-73.5 张衡伏,杨永侠.基于 SIW 和槽线 DGS 的 Wi-Fi 带通滤波器的设计 J.计算机与数字工程,2017,45(12):2530-2533.6 周为荣,禹胜林,杨杨,等.基于多层结构的宽阻带SIW 带通滤波器 J.现代雷达,2023,45(1):85-90.7 YUN T S,NAM H,KIM J Y,et al.Harmonics suppressed substrate-integrated 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