波导传输线理论.ppt

,*,单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,波导传输线理论,2,内容提要,金属波导引导电磁波传播时应遵循的基本规律和所具有的特征。,波动方程的求解过程,波导中导波的传播特性,波的传播速度,导波的波长,导波的截止波长,单模传输条件,考虑传播因子，可以得到,TM11波的模场分布1,波导在微波器件上的应用,波导在微波天馈线系统中的应用,横向分量与纵向分量间的关系-4,TE0n 与TM1n模的场的结构不同,但截止波长c相同,所以它们为简并波,利用Ez，Hz与Ex,Ey,Hx,Hy关系式解出Ex,Ey,Hx,Hy全部横向场分量,利用Ez，Hz与Ex,Ey,Hx,Hy关系式解出Ex,Ey,Hx,Hy全部横向场分量,它们虽然场分布不同，但有相同的传输特性。,TM11波的模场分布1,TE 波(Ez=0)-4,因此，E(x,y)的解为,3,3.1,波导和导波,波导,：凡是引导和限制电磁波传播的单导体结构的传输线都可以称为波导。例如光纤、金属波导。,导波,：沿波导行进（传播）的波叫做导行波，简称为导波。,导波和自由空间中电磁波的差别,电磁波的能量被局限在波导内部,沿波导规定的,Z,方向前进,传输效率高,4,各种形式的波导,（a）圆波导 （b）矩形波导 (c)脊形波导,5,双线传输线的局限,双线传输线,导引电磁能流的传输线，但传输信号的频率低。若在高频率双线传输的损耗很大,辐射电磁波很明显。,同轴线,内外导体间有绝缘材料支撑，电磁波被约束在内外导体间，这样就阻止了电磁波向外辐射以及外界对它的干扰，但无法在更高频率段使用。,6,空心金属波导,为了适用在更高频率段，防止电磁波辐射，减少绝缘介质损耗，又提出了用空心金属波导管做传输线。常用在微波、雷达和卫星通信中传输信号。,7,不同的传输模式,在平行双导线中传输的行波属于,TEM,波，而在金属波导中不存在,TEM,波，只需讨论,TE,、,TM,波。,同轴线对在低频时传输的波是,TEM,波，在高频时既有,TEM,波又有,TE,和,TM,波。,带状线、微带线传输的主模是,TEM,波，同样还有,TE,、,TM,波存在。,8,波导中为何没有,TEM,波,若金属波导管中存在TEM波，那么磁力线应在横截面上，而磁力线应是闭合的，如图所示。根据右手螺旋规则，必有电场的纵向分量Ez。,沿此闭合磁力线对H做线积分，积分后应等于轴向电流，但是，在空心波导管中根本无法形成轴向电流,9,波导中为何没有,TEM,波,换一种解释：若金属波导管中存在TEM，电力线分布于波导横截面上，则它必为闭合的磁力线包围；磁力线正交于电场，必有磁场强度H的纵向分量Hz如图所示。,10,自由空间和波导的不同,在均匀无限大的空间中，电磁波是自由地向各个方向传播的。,当电磁波向理想导体斜入射时，在理想导体的上半平面，出现由入射波与反射波叠加形成的沿,Z,方向的,行驻波,。,20150929,卓越,11,波导中波的特点,在与导体相平行的,Z,方向,(,即沿着理想的导体边界,),呈行波状态；,在与导体相垂直的方向上是驻波状态。,12,导体传送电磁能的实质,由电磁场理论发现，理想导体内部是不存在电磁场的。由导体传送电磁能，实质上传输的电磁能流的电场和磁场，只是在导体周围有限空间内被导体引导着传输，而不是在导体内部，导体起着引导方向和限制的作用。,13,常用波导电参数,波导在微波天馈线系统中的应用,波导在微波器件上的应用,自学,14,3.2,金属规则波导的分析方法,为什么采用电磁场理论,传输线方程的局限性,设备利用率复用技术提高频率降低波长,波长与横向尺寸,分布参数不适用,同轴电缆中内外导体上电荷、电流不等,单根导线、空心金属管、光纤等无法用电路方法解决,电磁场理论的有效性,任何电气问题都可以用麦氏方程表示,信号功率必须满足要求，能量携带者是电磁波，而不是自由电子。,20150929,广电,15,规则波导,规则波导：是指一条无限长而且直的波导，特性沿长度不变。,工程上采用近似分析法,16,3.2.1,假设条件,(,理想波导的定义,),波导管壁是理想导体，电导率为无穷大；,波导内空间介质各向同性、均匀且无损耗；,波导中无自由电荷和传导电流；,波导是无限长的管子，不存在终端的反射，考察的部分也远离波源，截面形状、大小、结构及媒质分布不变；,传播的电磁波是简谐的。,17,3.2.2,分析导波内,E,、,H,的思路,目的：求出波导管内,E,、,H,表达式,方法：从,E,和,H,的波动方程入手,步骤：,从矢量波动方程获得标量波动方程；,求解出沿纵向传播的,Ez,和,Hz,；,利用,Ez,，,Hz,与,Ex,Ey,Hx,Hy,关系式解出,Ex,Ey,Hx,Hy,全部横向场分量,18,3.2.3,分析过程,波动方程,为波导内介质的相位常数,直角坐标系中的分量表示,(3.1),(3.2),19,标量形式亥姆霍兹方程,(3.3),20,分离变量,-1,平面波对导体斜入射时会出现行驻波,在波导管中，当电磁波对波导管斜入射时，电磁波将在波壁上来回反射，在横截面上将形成一种驻波分布。驻波的分布由波导管的截面形状所决定。,入射的电磁波还将沿波导壁导行，沿着,z,轴向前传播。由于是规则波导，因此沿,z,轴方向没有反射，所以，沿,z,轴电磁波呈现行波状态，,把电磁波在波导中的传播分为两种情况：沿,z,方向（即纵向）和沿,x,、,y,方向（即横向）来进行分析。,21,分离变量,-2,横向（驻波）和纵向（行波）分量,将,(3.4-a),代入,(3.3-c),可得,(3.4),(3.5),22,分离变量,-3,利用横向拉普拉斯算子，上式变为,E(x,y),和,Z,无关，,Z,1,(z),只与,Z,有关，可以改写为,23,分离变量,-4,上式两边同除以,E(x,y)Z,1,(z),，并移项得,两端必然等于一个常数 ，整理后得,(3.7),(3.8),24,分离变量,-5,同理可得磁场强度应该满足的两个独立微分方程,(3.9),(3.10),25,分离变量,-6,(3.8),和,(3.10),具有相同的形式，令,则有,(3.12),26,Z,向传播方程的解,-1,(3.12),式的通解为,第一项表示入射波，第二项表示反射波，无限长波导中无反射波，因此通解应为,(3.14),27,Z,向传播方程的解,-2,（式）代入（式）可得波导管中,E,和,H,的初步形式,:,(3.15),(3.16),28,横向分量与纵向分量间的关系,-1,矢量麦克斯韦方程组,将,(3.17),两端分别在直角坐标系中展开,(3.17),(3.18),29,横向分量与纵向分量间的关系,-2,前面两式的对应分量必然相等，因此有,30,横向分量与纵向分量间的关系,-3,同理可得,31,横向分量与纵向分量间的关系,-4,可得用纵向分量表示的横向分量的表达式：,其中,(3.20),32,横向分量与纵向分量间的关系,-5,可见，只要设法解出了波导管中的纵向分量,Ez,、,Hz,，将它们代入,(3.20),式，即可求出场的全部横向分量。,当然还需根据具体波导的边界条件，才能决定纵向场中的常数项，从而得到准确的场分量。,33,3.3,金属矩形波导及其传输特性,金属矩形波导的场分量,TE,、,TM,矩形波导中的导波 的传输特性,截止波长、单模传输条件、相速度、群速度,34,金属矩形波导的场分量,矩形波导管,Z,b,a,X,Y,35,求解思路,用分离变量法将偏微分方程变为两个常微分方程,求解常微分方程,待定系数的确定,36,TM,波,(,H,z,=0),此时,Hz=0,考察上式知,E,z,(x,y),尚未求出，故分析,(3.7),37,分离变量,-1,令,代入前式得,两边同除以,XY,并移项得,38,分离变量,-2,令,整理可得,其中,(3.25),39,解常微分方程,(3.25-a),式的解为,(3.25-b),式的解为,因此，,E(x,y),的解为,(3.29),40,代入边界条件决定常数,-1,与理想导体相切的电场分量应为零，因此在,金属矩形波导,中，波导左右两壁和上下两壁上,Ez=0,，从而有,x=0,从0yb处 ,Ez=0,x=a,从0yb处 ,Ez=0,y=0,从0 xa处 ,Ez=0,y=b,从0 xa处 ,Ez=0,(3.30),41,代入边界条件决定常数,-2,将,(3.30-1),代入,(3.29),，可得,因此得出,A=0,。,将,(3.30-3),代入,(3.29),，可得,因此得出,C=0,。,(3.29),成为,(3.33),42,代入边界条件决定常数,-3,将,(3.30-2),代入,(3.33),，可得,因此得出,将,(3.30-4),代入,(3.33),，可以推出,43,代入边界条件决定常数,-4,综合以上结果可以得出,其中,E,0,由激励源确定。,(3.37),44,TM,波的各横向场分量,-1,将,Hz=0,代入,(3.20),式，得,(3.38),45,TM,波的各横向场分量,-2,将,(3.37),分别对,x,y,求偏导,46,TM,波的各横向场分量,-3,考虑传播因子，可以得到,(3.39),20151009,卓越,47,TM,波的各横向场分量,-4,（式）中的,a,b,是矩形波导截面的长和宽；,m,、,n,是相应的模式序号如,m=1,n=1,则,TM11/TE11,模；称截止波数即,若考虑时间因子，则：,48,m,、,n,的含义,-1,m,、,n,分别是场强沿,x,、,y,方向变化的半波个数，即波形极大值的个数。,m,、,n,均为,1,内的正整数，,TMmn,有无穷多。当,m,0,或,n=0,时，由（）式知，全部场强分量为零，故,TM00,、,TMm0,、,TM0n,波均不存在。,49,m,、,n,的含义,-2,50,TM,11,波的模场分布,1,51,TM,11,波的模场分布,2,52,TM,11,波的模场分布,3,53,TM,11,波的模场分布,4,54,TE,波,(,E,z,=0)-1,过程与,TM,波一致。,H,z,(x,y),满足波动方程,其解为,加上传输因子有,55,TE,波,(,E,z,=0)-2,将,E,Z,=0,代入（）可得,56,TE,波,(,E,z,=0)-3,解得,57,TE,波,(,E,z,=0)-4,和,TM,波一样，,m,、,n,不同，电磁场的结构就不同，即电磁场（电磁波）的型式不同，如图,3-7,所示。不同波型用,TE,mn,表示，若,m,、,n,同时为零时，所有场强分量为零，故矩形波导中不存在,TE,00,波。但如,m,及,n,之一为零，则场强的一部分为零，因此,TE,m0,、,TE,0n,和,TE,mn,波都能够在矩形波导中存在。,20151008,广电,58,TE,10,波的模场分布,1,59,TE,10,波的模场分布,2,60,TE,10,波的模场分布,3,61,3.3.2,矩形波导中的导波 的传输特性,除,TE,00,模外,其它,TE,模都可能在矩形波导中存在。,除,TM,00,、,TM,0n,、,TM,m0,模外，其它,TM,mn,模都可能在矩形波导中存在。,矩形波导可用来传送部分,TE,模和,TM,模，那么，哪些“模式”真正能沿导波传输？,某些,TE,模和,TM,模确实可以在波导管中存在。而且只要满足传输条件，这些波就可以沿着波导传输。,TEM,模不能在金属波导中存在。,62,截止波长,-1,63,截止波长,-2,64,截止波长,-3,65,截止波长,-4,矩形波导,.,截止频率,(,截止波长,),的表达式,66,截止波长,-5,67,多模的（波导）的传播条件,68,波导中最长的截止波长,由式,),看出,在矩形波导中,不同的模式,n,、,m,不同，截止波长也不同。其中有一个最长的截止波长是：,在,a b,条件下，当,m=1,，,n=0,时（,TE10,模），它的截止波长为最长即,该模称,为主模或基模,，又称低阶模。其他模式都为高次模。,69,模式简并,对相同,n,和,m,，,TEnm,和,TMnm,两种模式具有相同的截止波长。例如，,TE11,和,TM11,、,TE21,和,TM21,的截止波长相同。,这意味着不同模式存在相同的截止波长，称该现象为模式简并（,Degenerate Mode,）。它们虽然场分布不同，但有相同的传输特性。,70,模式的相速度,相速度，根据第二章的定义,同一波导中，不同的模式，其相速度不同，在不同的波导中，同样,m,、,n,的模式的相速度也不同；相速度与频率有关，是色散系统；如果介质是空气，则,71,群速度,Vg,72,波导波长,波导波长,p,定义是电磁波某模式的等相位面的相位变化了,2(,一个周期,T),时,对应的沿波导轴方向行进的距离叫波导波长。,波导波长 不仅与,f,有关，还与截止波长有关；同一频率不同模式的波导波长不同；,73,例题,解：由,f=3GHz,得,而各模式的,截止波长为：,例31:设某矩形波导的尺寸为=7.2cm，b=3.4cm，试求工作频率在3GHz时，该波导能传输的模式。,该波导在工作频率为3GHz时，只能传输TE10模。,74,不同模式的截止波长,75,单模传输条件,在正常情况下,只希望传输一种波,TE,10,波。为什么？,单模传输条件,:,76,波阻抗,波导中的波阻抗，定义为该波形横向电场与横向磁场之比，分为横电波的波阻抗,Z,TE,、横磁波的波阻抗,Z,TM,和横电磁波的波阻抗,Z,TEM,。对于矩形波导（波导内为真空）：,77,主模,TE10,的特性,在,TEmn,、,TMmn,模中应用最广泛的波是,TE10,模，因为该模式具有场结构简单、稳定、频带宽和损耗小等特点，所以工程上几乎毫无例外地工作在,TE10,模式,78,模场分布及常见参数,79,4,金属圆波导及其传输特性,金属圆波导中,TE,、,TM,模式的场分量圆波导的场分量采用圆柱坐标，即 、,、，其推导思路与矩形波导类似。,圆波导中电磁场横向分量与纵向分量的关系麦氏方程在圆柱坐标系展开成如下的分量形式：,80,麦氏方程在圆柱坐标系展开,81,Z,向分量表示横向分量,将上述方程进行联立运算即可得到用纵向分量表示各横向分量的关系式,其中,(3.59),82,TM,模式,-1,H,Z,=0,E,Z,0,先求,E,Z,83,TM,模式,-2,分离变量,(3.53),(3.54),84,TM,模式,-3,85,J,m(),随,的变化曲线,86,N,m(),随,的变化曲线,87,TM,模式,-4,边界条件确定参数，将边界条件,代入,(3.57),式：,88,TM,模式,-5,将前面结果代入,(3.57),式得,89,贝塞尔函数,Jm(),的根,n,m,1,2,3,4,0,2.405,5.520,8.650,11.79,1,3.832,7.016,10.17,13.32,2,5.136,8.417,11.62,14.80,3,6.379,9.761,13.02,16.32,90,TM,模式,-6,由纵向分量求出全部的横向分量,结合,Hz0,，解出全部分量可得,91,TE,模式,92,贝塞尔函数导数,Jm(),的根,n,m,1,2,3,0,3.832,7.016,10.174,1,1.841,5.332,8.536,2,3.054,6.705,9.965,3,4.201,8.015,11.346,93,TE,、,TM,模式的说明,TE、TM各场分量与m、n有关，即场,分量在r、,方向随m、n取值不同而不同，每一对m、n值对应一个特定的场分布状态，n不能为0。,m表示导模的场分量在圆周方向上有m对极大值，n表示在r方向上有n个极大值。,94,M,、,N,含义示意图,m=0,n=1 m=0,n=2 m=1,n=2,95,3.4.2,圆波导的传输特性,截止波长,将,TE,的 和,TM,的 代入截止波长公式，有,96,TE,、,TM,的截止波长,波型,截止波长,TE,11,3.41a,TE,21,2.06a,TE,01,1.64a,TE,31,1.50a,TE,12,1.18a,TE,22,0.94a,TE,02,0.90a,TE,13,0.74a,TE,03,0.62a,波型,截止波长,TM,01,2.62a,TM,11,1.64a,TM,21,1.22a,TM,02,1.14a,TM,31,0.98a,TM,12,0.90a,TM,22,0.75a,TM,03,0.72a,TM,13,0.62a,97,截止波长分布图,98,单模传输条件,99,圆波导中的模式简并,TE,0,n 与TM,1,n模的场的结构不同,但截止波长c相同,所以它们为,简并波,极化简并：,各场分量中都有cosm,和sinm,两部分，除了m=0外，波导中存在两种模式，只是极化面相差90而已。,100,波导波长等特性,波导波长、相速度、群速度、波阻抗与矩形波导相同。,101,3.5,同轴线及其高次模,同轴线可以传输,TEM,模，也可以存在,TE,模和,TM,模。,102,同轴线及其高次模,考察右式，在,Ez=0,Hz=0,时，只有,kc=0,时电磁场的各个分量才有非零解。,由于,因此有,所以,TEM,模无截止条件,在同轴线里可以传输从零到任意波长的TEM波。由于TEM波的截止波长最长，故TEM波是同轴线中的主模。,103,同轴线的结构,r,a,z,x,b,同轴线是一种不对称的双导体线，有内、外导体。设导体间介质参数为,104,3.5.1 TEM,模各场分量,-1,105,TEM,模各场分量,-2,106,TEM,模各场分量,-3,若传输线是无损耗的，即,则上式变为,解得,107,TEM,模各场分量,-4,式中,为波阻抗，根据定义可得,空气作为介质的同轴线波阻抗,108,电力线和磁力线的分布,电力线在同轴线的横截面上沿半径方向分布，磁力线则与内导体中沿同轴线的轴向的传导电流相交链,.,109,TEM,模各场分量,-5,同轴线中,TEM,波的波速为：,波导波长,相速度和波导波长都与与波在相应介质中的参数相等，与单导体波导明显不同,110,TEM,模各场分量,-6,同轴线中,TEM,波的相速与相应介质中波的传播速度是一样的，而且相速,Vp,与频率无关，故无色散存在,同轴线中,TEM,波传播的波长就等于波在相应介质中传播的波长,111,TEM,模各场分量,-7,特性阻抗,112,3.5.2,同轴线中的高次模,TM,模,(H,z,=0),与,m,无关，为避免,TM,模的出现，选择的工作波长应满足：,113,同轴线中的高次模,-2,TE,模,(E,z,=0),当,m0,，,n=1,时,当,m=1,，,n=1,时,当,m=0,，,n0,时,截止,TE,模的条件,114,同轴线中的高次模,-3,单模传输条件：,因为,所以,要保证同轴线工作在单模状态，即,TEM,模状态，则需要,115,同轴线中的高次模,-4,同轴线尺寸选择,116,本章小结,-1,波导和导波,波导：凡是引导和限制电磁波传播的系统都可以称为波导。例如光纤、金属波导。,导波：沿波导行进（传播）的波叫做导行波，简称为导波。,导波和自由空间中电磁波的差别,电磁波的能量被局限在波导内部,沿波导规定的Z方向前进,传输效率高,117,本章小结,-2,各种波导特性,双线传输线,：导引电磁能流的传输线，但传输信号的频率低。若在高频率双线传输的损耗很大，辐射电磁波很明显,同轴线,：内外导体间有绝缘材料支撑，电磁波被约束在内外导体间，这样就阻止了电磁波向外辐射以及外界对它的干扰。,金属矩形波导：,适用更高频率段的应用，防止电磁波辐射，减少绝缘介质的损耗，又提出了采用空心金属管的波导管来做传输线。,金属矩形波导用途,：微波、雷达和卫星通信技术中，用的最多的这种波导传输信号。,118,本章小结,-3,为什么采用电磁场理论,传输线方程的局限性,设备利用率复用技术提高频率降低波长波长与横向尺寸分布参数不适用,同轴电缆中内外导体上电荷、电流不等,单根导线、空心金属管、光纤等无法用电路方法解决,电磁场理论的有效性,任何电器问题都可以用麦氏方程表示,信号功率必须满足要求，能量携带者是电磁波，而不是自由电子。,20150929 广电,利用横向拉普拉斯算子，上式变为,求解出沿纵向传播的Ez和Hz，利用边界条件确定各个参数值；,利用横向拉普拉斯算子，上式变为,20)式，即可求出场的全部横向分量。,横向（驻波）和纵向（行波）分量,单根导线、空心金属管、光纤等无法用电路方法解决,其中有一个最长的截止波长是：,y=0,从0 xa处 ,Ez=0,金属矩形波导用途：微波、雷达和卫星通信技术中，用的最多的这种波导传输信号。,驻波的分布由波导管的截面形状所决定。,TE 波(Ez=0)-2,当电磁波向理想导体斜入射时，在理想导体的上半平面，出现由入射波与反射波叠加形成的沿Z方向的行驻波。,波导中为何没有TEM波,TM波的各横向场分量-3,其中,在与导体相垂直的方向上是驻波状态。,119,本章小结,-4,理想波导,是指一条无限长而且直的波导，特性沿长度不变。,波导管壁是理想导体，电导率为无穷大；,波导内空间介质各向同性、均匀且无损耗；,波导中无自由电荷和传导电流；,波导是无限长的管子，在管子内没有反射，截面形状、大小、结构及媒质分布不变；,传播的电流是简谐的。,120,本章小结,-5,分析导波内,E,、,H,的思路,目的：求出波导管内,E,、,H,表达式,方法：从,E,和,H,的波动方程入手,步骤：,通过分离变量将,E,和,H,的波动方程分为两个独立微分方程；,求解出沿纵向传播的,Ez,和,Hz,，利用边界条件确定各个参数值；,利用,Ez,，,Hz,与,Ex,Ey,Hx,Hy,关系式解出,Ex,Ey,Hx,Hy,全部横向场分量,121,本章小结,-6,矩形波导中的导波 的传输特性,除,TE,00,模外,其它,TE,模都可能在矩形波导中存在。,除,TM,00,、,TM,0n,、,TM,m0,模外，其它,TM,mn,模都可能在矩形波导中存在。,矩形波导可用来传送部分,TE,模和,TM,模，那么，哪些“模式”真正能沿导波传输？,某些,TE,模和,TM,模确实可以在波导管中存在。而且只要满足传输条件，这些波就可以沿着波导传输。,TEM,模不能在金属波导中存在。,122,本章小结,-7,截止波长和截止频率,传播条件,123,本章小结,-8,最长截止波长为（,TE10,模）,该模称,为主模或基模,，又称低阶模。其他模式都为高次模。,124,本章小结,-9,相速度,波导波长,125,本章小结,-10,模式简并：当,TE,和,TM,两种不同模式的,n,、,m,分别相同时，则它们的截止波长也相同。,单模传输条件,:,当,a,2b,时，,满足,:a 2a,就能实现单模传输,.,126,本章小结,-11,金属圆波导传输特性,TE、TM各场分量与m、n有关，即场分量在r、,方向随m、n取值不同而不同，每一对m、n值对应一个特定的场分布状态。n不能为0。,截止波长,127,本章小结,-12,模式简并,TE,0,n 与TM,1,n模的场的结构不同,但截止波长c相同,所以它们为,简并波,极化简并：,各场分量中都有cosm,和sinm,两部分，除了m=0外，波导中存在两种模式，只是极化面相差90而已。,单模传输条件：,相速度和波导波长与矩形波导中的表述一致。,128,本章小结,-13,同轴线传输特性,同轴线可以传输TEM模，也可以存在TE模和TM模。,同轴线中的TEM模无截止条件.,在同轴线里可以传输从零到任意波长的TEM波。由于TEM波的截止波长最长，故TEM波是同轴线中的主模。,129,本章小结,-14,TEM波的相速度为：,波导波长,其相速度及波长均和波在相应的介质中传播的速度和波长相等。,130,本章小结,-15,TM,模,(H,z,=0),TE,模,(E,z,=0),当,m0,，,n=1,时,当,m=0,，,n0,时,谢谢观看,谢谢观看,