升降压锂充电器.doc

3 MAX1870A
锂电池充电大多采用降压模式，即直流输入电压比电池充满时的电压高，例如串联三颗节电压为4.2 伏的锂电池，电池最高电压为12.6 伏，采用16伏、19 伏或20 伏的输入电压充电时，充电器只需设计成降压模式，如是四颗锂电池串联，对于16 伏输入电压的充电设计，必需有升压及降压两种模式才可以充满电池(16.8 伏)。传统升/降压充电器的设计:
为提供升、降压模式的充电，最简单的作法如图一所示，两段式的升压及降压电路串联在一起，先将输入电压升压至比电池满充略电池略高的数值，再输入至一般的降压充电电路，以16 伏输入电压充四颗串联锂电池为例，

图一左半边升压电路先将16 伏特升压至18 伏特，再以18 伏特对四颗锂电池充电。此种电路设计操作原理简单，但却需要两套的开关电源，在设计上成本较高，电源转换效率也较差；
新型升降压充电器的设计及原理分析:
如能在一个开关型电源电路上同时支持升压及降压模式，则可省掉一个电源控制器及电感，降低电路成本；MAX1870A 升降压式锂电池充电控制器即符合一个控制器支持升压及降压模式充电，降低电路设计的复杂度。

图（二）MAX1870A 升降压式充电器基本电路
MAX1870A 控制器支持降压模式、升压模式及升/降压模式充电,基本电路如图二所示，控制器采用低边Ｎ通道MOSFET 及高边Ｐ通道MOSFET 架构实现上述三种操作，并按照图三所示Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ四种状态机工作，工作状态由输入电压VIN 及电池电压VBATT 决定，状态Ｄ提供低输出电流时PFM 操作，在中、高输出电流时工作在PWM 方式。

图(三)Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ四种状态机
(一) 降压模式(输入电压VIN 大于1.4 倍电池电压VBATT 时)
在中、高输出电流且输入电压VIN 大于1.4 倍电池电压VBATT 时，MAX1870A工作在状态Ａ及Ｂ，MOSFET M2 保持关闭状态；图四所示为降压模式下的电感电流，在此模式下MAX1870A 控制降压MOSFET M1 关闭时间，初始状态Ａ中DH1使M1关闭，电感电流以dI /dt = V BATT//L的斜率下降，直到电感电流到达预订值，之后在状态Ｂ中DH1 使M1 导通，电感电流以dI/ dt = (V IN −VBATT )/ L 的斜率上升，直到超过降压导通时间，状态Ｂ结束后另一个状态Ａ的MOSFET 关闭时间开始，如此重复工作。

图(四)降压工作时的电感电流
若以图二电路为例：
电感纹波电流ΔIL 及电感电流IL 波形如图五所示。

图(五)降压操作电感涟波电流ΔIL 及电感电流IL 波形
低输出电流下，电感电流在状态Ａ中低至零安培，控制器切换至状态Ｄ以减少电源损耗，并避免电流在输入、输出之间转换。
(二) 升压模式(输入电压VIN 小于0.9 倍电池电压VBATT 时)
当输入电压VIN 小于0.9 倍电池电压VBATT 时，MAX1870A 控制在状态Ｂ及Ｃ，MOSFET M1 保持在导通状态,此模式下充电控制器就像一个简单的升压控制器，图六所示为升压模式下的电感电流，在此模式下MAX1870A 控制升压MOSFET M2 导通时间，一开始在状态Ｃ中DBST 使M2 导通，电感电流以dI/ dt = V IN/ L的斜率上升，直到电感电流到达预订的设定值，之后在状态Ｄ中DBST 使M2关闭，电感电流以dI/ dt = (V IN −VBATT )/ L 的斜率下降，直到超过升压关闭时间，状态Ｄ结束后另一个状态Ｃ的MOSFET 导通时间开始，如此重复工作。

图(六)升压工作时电感电流
若以图二电路为例：
输入电压VIN = 15 V ，电池电压VBATT =16.8 V，电感L =10uH ，充电电流I CHG = 2.4 A
MAX1870A 的切换频率f = 400KHz，切换周期T =1 f = 2.5us
负载周期D =1− Vin /V BATT =10.7%
在状态Ｃ MOSFET M2 导通时间T on = D * T = 0.268 us
在状态Ｂ MOSFET M2 关闭时间T off = (1−D )* T = 2.23 us
在状态Ｃ MOSFET M2 导通，电感电流上升斜率m on = V IN/ L =1.5 A/us
在状态Ｂ MOSFET M2 关闭，电感电流下降斜率
m off = (V IN −VBATT )/ L = −0.18 A/us
电感纹波电流ΔI L = T ON * mon = 0.402 A
平均电感纹波电流ΔI Lmean =1/2*ΔI L = 0.201 A
最大电感电流I LPEAK = I CHG + ΔILmean = 2.601 A
电感纹波电流ΔIL 及电感电流IL 波形如图七所示。

图(七)升压模式下的电感纹波电流ΔIL 及电感电流IL 波形
(三) 升/降压混合模式(输入电压VIN介于0.9 倍至1.4 倍电池电压V BATT间)图八所示为升降/压混合模式下的电感电流，当输入电压IN V 介于0.9 倍至1.4倍电池电压VBATT 间，MAX1870A 控制在状态Ａ、Ｂ及Ｃ间切换，按照Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｂ、Ａ、Ｂ、Ｃ…等顺序，将大部份的时间落在状态Ｂ，越多的时间落在状态Ｂ，电感纹波电流将越小，转换效率越高；而升降压混合模式又可细分为升降压混合模式的升压模式（输入电压VIN 小于电池电压VBATT但大于0.9倍电池电压VBATT， 0.9V BATT <VIN <V BATT ）及升降压混合模式的降压模式（输入电压IN V 大于电池电压VBATT 但小于1.4 倍电池电压VBATT ， V BATT < V IN < 1.4V BATT ）。

图(八)升降压操作时电感电流
在图八(A)所示为升降压混合模式的升压模式电感电流，最大电流将限制状态Ｃ的时间，其余的时间工作在状态Ｂ，在此状态下，平均电感电流大约会比输出电流多出百分之二十。
若以图二电路为例：
输入电压V IN = 16V ，电池电压V BATT =16.8 V，电感L =10uH ，充电电流I CHG = 2.4 A
MAX1870A 的切换频率f = 400KHz，切换周期T =1 f = 2.5us
此架构下状态Ａ控制在降压最小关闭时间T =0.4us
由静态电感纹波电流：
T C * mc+ (T −T C )* mB + TA * mA + (T −TA )* mB = 0 ， T C 为工作在状态Ｃ的时间。
得到状态Ｃ M2导通时间T C = 2 T (1−V IN / VBTT A ) + TA * V IN / V BATT = 0.619 us
电感纹波电流ΔI L = T C * m C = 0.99 A
ΔI LCB = T C * mC =0.99 A
ΔI LBA = I LCB + (T −T C )* m B = 0.84 A
ΔI LAB = I LBA + T A mA = 0.168 A
平均电感纹波电流
得到I Lmean Δ = 0.479 A
平均电感输出电流,得到

电感纹波电流L ΔI 、电感电流L I 及输出电容电流CO I 波形如图九所示。

图(九) 升降压混合模式的升压模式电感涟波电流ΔIL 、电感电流IL 及输出电容电流ICO 波形
假如等效输出电容Cout=10 uF，电容等效电阻值ESR = 2mohm

其中ΔQp为输出电容正向储存电荷，总输出纹波电压波形如图十所示。

图(十) 升降压混合模式的升压模式输出纹波电压OUT ΔV
在图八(B) 所示为升降压混合模式的降压模式电感电流，最小电流将限制状态Ａ的时间，其余的时间工作在状态Ｂ，在此状态下，平均电感电流大约会比输出电流多出百分之十。
若以图二电路为例：
输入电压V IN = 16 V ，电池电压V BATT = 15 V ，电感L =10uH ，充电电流I CHG = 2.4 A，此架构下状态机Ｃ控制在升压最小导通时间TC = 0.3 us，对照上述分析，得到

电感纹波电流L ΔI 、电感电流L I 及输出电容电流CO I 波形如图十一所示。

图(十一) 升降压混合模式的降压模式电感纹波电流L ΔI 、电感电流L I 及输出电容电流CO I 波形
总输出纹波电压波形如图十二所示。

图(十二) 升降压混合模式的降压模式输出纹波电压ΔV OUT
结论：
由以上分析可知，当输入电压介于电池最低和充满电压间时，采用同时支持升、降压的充电控器是最好的解决方案，MAX1870A 充电控制器即符合这类需求；有时在系统设计上为了在直流降压转换器上得到更好的较率，降低系统整体发热的问题，往往选用较低的输入电压当作直流电源，此时就需要升、降压式的充电设计；MAX1870A 升、降压式充电器控制电路设计，可提供一个简单、较低成本、较省空间的设计。