IGBT直流斩波调速系统设计.doc

IGBT直流斩波调速系统设计

18
2020年4月19日
文档仅供参考
摘 要
本设计采用一个直流斩波电路实现直流调压，以此控制直流电动机的转速。主电路包括：整流电路、斩波电路及保护电路。控制电路的主要环节是：触发电路、电压电流检测单元、驱动电路、故障保护电路。由于要求电机能稳定运行并能实现无极调速，IGBT绝缘栅双极晶体管作为斩波电路的组成元件。
关键词：整流电路；斩波电路；驱动电路；直流电动机

目 录
摘 要 III
第1章 绪论 1
1.1 电力电子技术及IGBT概况 1
1.2 本文设计内容 2
第2章 由ＩＧＢＴ构成的直流斩波调速系统的电路设计 3
2.2 整流电路设计 3
2.3 RC滤波稳压电路 5
2.4 升降压直流斩波电路设计 6
2.5 控制与驱动电路 7
2.6 保护电路 8
2.7 系统总电路图 10
2.8 系统各参数计算及器件选择 11
第3章 系统调试及仿真 13
第4章 课程设计总结 14
参考文献 15
附录I系统主电路图 16

第1章 绪论
1.1 电力电子技术及IGBT概况
电力电子技术应用于整个电能产生、传输及利用的各个环节。分布式电源及微电网技术、高压直流输电与灵活交流输电技术、电能质量控制技术及为数众多的电源技术都是电力电子技术应用的范例。电力电子技术为功率强大，可供诸如电力系统那样大电流、高电压场合应用的电子技术，它与传统的电子技术相比，其特殊之处不但仅因为它能够经过大电流和承受高电压，而且要考虑在大功率情况下，器件发热、运行效率的问题。IGBT直流斩波,对电力电子技术的发展起到重大推动作用，它打开了电力电子技术向高频大功率化发展的新纪元,使其应用产品的自动化、智能化、高效化和机电一体化做出了显著贡献。市场上用的最多的IGBT直流斩波器，它是属于全控型斩波器，由门极电压控制，从根本上克服了晶闸管斩波器及GTR斩波器的缺点。中国电力系统具有地域跨度大、结构复杂、控制要求高的特点。中国资源特别是一次能源相对紧缺、环境问题突出。因此，中国电能的安全稳定、可靠供应及高效环保利用成为当务之急，电力电子技术必将发挥重要作用，而IGBT在电力电子中的作用不可忽视。
在80年代后期，以绝缘栅双极晶体管（IGBT）为代表的复合型器件异军突起。IGBT是MOSFET和BJT的复合。它把MOSFET的驱动功率小、开关速度快的优点和BJT的通态压降小、载流能力大的优点集于一身，性能十分优越，使之成为现代电力电子技术的主导器件。当前,市场上用的最多的直流斩波器，它的主导器件采用国际上先进的电力电子器件IGBT，由门极电压控制，从根本上克服了晶闸管斩波器及GTR 斩波器的缺点。该斩波器,它是属于全控型斩波器，既能为煤矿窄轨电机车配套的调速装置，针对不同的负载对象，做一些少量的改动又可用于其它要求供 电电压可调的直流负载上。与可控硅脉冲调速式和电阻调速方式相比，具有明显的优点。
直流斩波电路的功能是将直流电变为另一固定电压或者可调电压的直流电，也称为直接直流-直流变换器。直流斩波电路一般是只直接将直流电变为另一直流电的情况，不包括直流-交流-直流的情况。我们要研究的就是各种斩波电路的工作原理、掌握它们的工作的输入输出关系、电路解析方法和工作特点。
1.2 本文设计内容
IGBT 组成的直流斩波调速系统，对一台额定电压110V、功率为1kW的直流电动机提供直流可调电源，本文设计一个由以实现直流电动机的调速。要求输出电压在0～110V连续可调,斩波输出最大电流10A.本系统设计多个电气部分组成整体结构有变压部分，整流部分，保护部分，反馈部分及由IGBT为主的控制部分等部分所组成。本电机调速系统采用直流斩波调速方式, 与晶闸管调速相比技术先进, 可减少对电源的污染，而且本系统有着过电流保护与过电压保护，安全而且实用。

第2章 由ＩＧＢＴ构成的直流斩波调速系统的电路设计
2.1 总体设计方案
本设计采用升降压直流斩波电路实现直流调压，以此控制直流电动机的转速。采用220V单相交流电源经降压变压器降压输出的交流电，再经感容滤波单相桥式全控整流电路整流，整流后的脉动直流电经RC滤波后，再由升降压斩波电路调压后控制直流电动机的运行。由于要求电机能稳定运行并能实现无极调速，因此采用双闭环直流可逆脉冲调速系统。电流环作为系统的内环，转速环作为系统的外环选用集成脉冲调制控制与驱动器。IGBT绝缘栅双极晶体管作为斩波电路的组成元件。
整 流
变压器降压

单相交流220V

直流电动机
直 流 斩 波

滤 波

图2.1 总体框图
2.2 整流电路设计
在整流电路是电力电子电路中出现最早的一种，它的作用是将交流电能变为直流电能供给直流用电设备。小功率整流电路中，常见的几种整流电路有单相半波、全波、桥式和倍压整流电路。
方案一：单相全波可控整流电路
单相全波整流电路纹波系数低，电源利用率高。但变压器结构较复杂，绕组及铁芯对铜、铁等材料的消耗多，所承受的反向峰值电压较高，不存在直流磁化的问题，适用于输出低压的场合作电流脉冲大（电阻性负载时），且整流变压器二次绕组中存在直流分量,使铁心磁化，变压器不能充分利用。
方案二：单相桥式全控整流电路
单相桥式全整流电路输出电压高，管子所承受的最大反向电压较低，同时因电源变压器在正、负半周内都有电流供给负载，对每个导电回路进行控制，无须用续流二极管，也不会失控现象，负载形式多样，整流效果好，波形平稳，变压器二次绕组中，正负两个半周电流方向相反且波形对称，平均值为零，即直流分量为零，不存在变压器直流磁化问题，变压器的利用率也高。
因此，得到了较为广泛的应用。但二极管的数量多，二极管的正向电阻不为零，整流电路内阻大，损耗也较大。这是其唯一的缺点。
综上所述，方案三较为经济、可靠、效率高。能够满足设计要求
单相桥式全控整流电路

图2.2 单相桥式全控整流电路
桥式整流电路的工作原理如下：
U2 为正半周时，对VT1 、VT4 和方向电压，VT1，VT4 导通；对VT2 、VT3 加反向电压，VT2、VT3 截止。电路中构成U2 、VT1、R1 、VT4 通电回路，在R1上形成上正下负的半波整洗电压，U2 为负半周时，对VT2 、VT3 加正向电压，VT2、VT3 导通；对VT1 、VT4 加反向电压，VT1、VT4 截止。电路中构成U2 、VT2 、 R1 、VT4 通电回路，同样在R1 上形成上正下负的另外半波的整流电压。如此重复下去，结果在R1 ，上便得到全波整流电压。其波形图和全波整流波形图是一样的。从图中还不难看出，桥式电路中每只二极管承受的反向电压等于变压器次级电压的最大值，比全波整洗电路小一半。这样就将交流电变为直流电。电容C起滤波稳压作用。
波形图如下；

图2.3单相桥式全控整流电路波形图
2.3 RC滤波稳压电路
稳压电源一般由变压器、整流器和稳压器三大部分组成。变压器把市电交流电压变为所需要的低压交流电。整流器把交流电变为直流电。经滤波后，稳压器再把不稳定的直流电压变为稳定的直流电压输出。滤波电路的作用：允许规定范围内的信号经过；而使规定范围之外的信号不能经过
靠着电容器的平滑作用，使电压波动大大减小了，相应地脉动直流电压的平均值也就显著提高了。直流电源配用的滤波电容器都是电容量比较大的电解电容器。电容量越大，平滑滤波的效果越好。值得注意的是，电容器的充电电流都是流过二极管的，
电容量越大，起始充电电流也越大，这个起始充电电流比流过二极管的正常工作电流要大许多倍，人们称它为“浪涌电流”。如果浪涌电流超过二极管所能耐受的最大瞬时电流值，就可能烧坏二极管。因此一般采用电解电容，在接线时要注意电解电容的正、负极。电容滤波电路利用电容的充、放电作用，使输出电压趋于平滑。
2.4 升降压直流斩波电路设计

图2.5升降压斩波电路

图2.6升降压斩波电路波形图
设电路中电感的值很大，电容的值也很大如图，使电感电流和电容电压即负载电压基本为恒值。当可控开关处于通态时，电源经V向电感L供电，使其存储能量，此时电流为i1。同时，电容C维持输出电压基本恒定并向负载R供电。此后，使V关断，电感L中储存的能量向负载释放，电流为i2。可见，负载电压极性为上负下正，与电源电压极性相反，因此，该电路也称作反极性斩波电路。改变占空比，输出电压既能够比电源电压高，也能够比电源电压低。当0<<1/2时为降压，当1/2<<1时，为升压。
2.5 控制与驱动电路
控制电路主要环节是：触发电路、电压电流检测单元、驱动电路、检测与故障保护电路。主电路电力电子开关器件要采用IGBT，而且系统具有完善的保护。IGBT开通的栅射极间驱动电压一般为15~20V。关断时电压一般为-5~-15V，有利于减小关断时间和关断损耗。本次设计采用三菱公司的M57962L型混合驱动器。；

图2.7 M57962L接线图
M57962L采用双电源+ Vcc和Vee ，接线如图2.7所示。电路组成： (1) 放大隔离电路； (2) 定时复位电路；(3) 过流检测电路； (4) 过流输出电路。 
当控制电路使M57962L输入端13和14脚有10mA的电流时光耦IC1导通， A点电位迅速下降至VEE，使IC2A的2脚输出为高电平Vcc ，则三极管V2、V4导通，V3、V5截止，使V7导通，Vcc加到R17上，同时由R18/ (R17+ R18)大于R16/(R15+ R16)，导致IC2D 的13脚为低电位，V6 截止，R4/(R3 +R4)大于R16(R15 + R16)使IC2B 的13 脚截至，故IC2的14脚为高电平V1，截止，M57962L的8脚不输出故障信号。
在M57962L输入端13和14无电流时，IC1截止，A点电位上升使IC2A的2脚变为低电位，则使V3、V5导通，V2、V4截止。lGBT的门极(GATE)经过V5导通到VEE，而使IGBT关断。IC2C的14脚输出为低电平， 使V1、V7导通， 使IC2B、IC2D保持原先状态不变。
若IGBT己导通发生过流现象，则E、F两点电压升高，经过保护延时而使得V7截止， IC2D的13脚变为截止，使V6导通。在M57962L的8脚输出故障信号，同时，V6使得A点变为低电平VEE进入封闭型软关断过程，此时，M57962L的13和14 脚有无信号，对M57962L的状态没有影响。C6经过R14和R21放电使G点电位缓慢下降，从而实现软关断。同时，C1则经过R4 放电使得IC2B的7脚的电位缓慢下降，当C1 放电结束时，将打断软关断过程。若IGBT的短路故障消失则电路就能够恢复正常工作;若IGBT的故障末消失，则M57962L输出周期为1.3ms的脉冲信号(前沿陡，后沿缓) 。
M57962L采用+15V、- 10V双电源供电，由于采用- 10V关断电压，能更可靠关断，同时具有封闭性软关断功能，从而使IGBT更加安全的工作。
2.6 保护电路
热管散热技术是当今国际较流行的散热方式，国内近年来发展较快，被人们称之为热的“超导体”，已广泛用于车辆电传动系统，热管的主要特点：高效的导热性，高度的等温性，热流密度变换能力强，结构多样灵活、重量轻。由于IGBT模块的开关频率高，开关损耗大，特别是对大功率IGBT模块，一般普通型材散热器难以满足要求。热管散热器特别适合于这种安装底板绝缘的大功率IGBT模块散热。当前适合于大功率IGBT模块散热器的热阻能够达到0.01·C/W以下。
在斩波电路中对斩波器的保护，实际上就是对IGBT的保护。因此重要的是怎么设计好对开关管IGBT的保护方案。在设计对IGBT的保护系统中，主要是针对过电流保护和开关过程中的过电压保护。
若IGBT己导通发生过流现象，则E、F两点电压升高，经过保护延时而使得V7截止， IC2D的13脚变为截止，使V6导通。在M57962L的8脚输出故障信号，同时，V6使得A点变为低电平VEE进入封闭型软关断过程，此时，M57962L的13和14 脚有无信号，对M57962L的状态没有影响。C6经过R14和R21放电使G点电位缓慢下降，从而实现软关断。同时，C1则经过R4 放电使得IC2B的7脚的电位缓慢下降，当C1 放电结束时，将打断软关断过程。若IGBT的短路故障消失则电路就能够恢复正常工作;若IGBT的故障末消失，则M57962L输出周期为1.3ms的脉冲信号(前沿陡，后沿缓) 。
IGBT的过流保护电路可分为2类：一类是低倍数的（1.2～1.5倍）的过载保护；一类是高倍数（可达8～10倍）的短路保护。对于过载保护不必快速响应，可采用集中式保护，即检测输入端或直流环节的总电流，当此电流超过设定值后比较器翻转，封锁所有IGBT驱动器的输入脉冲，使输出电流降为零。这种过载电流保护，一旦动作后，要经过复位才能恢复正常工作。
IGBT能承受很短时间的短路电流，能承受短路电流的时间与该IGBT的导通饱和压降有关，随着饱和导通压降的增加而延长。如饱和压降小于2V的IGBT允许承受的短路时间小于5μs，而饱和压降3V的IGBT允许承受的短路时间可达15μs，4～5V时可达30μs以上。存在以上关系是由于随着饱和导通压降的降低，IGBT的阻抗也降低，短路电流同时增大，短路时的功耗随着电流的平方加大，造成承受短路的时间迅速减小。
一般采取的保护措施有软关断和降栅压2种。软关断指在过流和短路时，直接关断IGBT。可是，软关断抗骚扰能力差，一旦检测到过流信号就关断，很容易发生误动作。为增加保护电路的抗骚扰能力，可在故障信号与启动保护电路之间加一延时，不过故障电流会在这个延时内急剧上升，大大增加了功率损耗，同时还会导致器件的di/dt增大。因此往往是保护电路启动了，器件依然坏了。
降栅压旨在检测到器件过流时，马上降低栅压，但器件仍维持导通。降栅压后设有固定延时，故障电流在这一延时期内被限制在一较小值，则降低了故障时器件的功耗，延长了器件抗短路的时间，而且能够降低器件关断时的di/dt，对器件保护十分有利。若延时后故障信号依然存在，则关断器件，若故障信号消失，驱动电路可自动恢复正常的工作状态，因而大大增强了抗骚扰能力。
当控制电路使M57962L输入端13和14脚有10mA的电流时光耦IC1导通， A点电位迅速下降至VEE，使IC2A的2脚输出为高电平Vcc ，则三极管V2、V4导通，V3、V5截止，使V7导通，Vcc加到R17上，同时由R18/ (R17+ R18)大于R16/(R15+ R16)，导致IC2D 的13脚为低电位，V6 截止，R4/(R3 +R4)大于R16(R15 + R16)使IC2B 的13 脚截至，故IC2的14脚为高电平V1，截止，M57962L的8脚不输出故障信号。
在M57962L输入端13和14无电流时，IC1截止，A点电位上升使IC2A的2脚变为低电位，则使V3、V5导通，V2、V4截止。lGBT的门极(GATE)经过V5导通到VEE，而使IGBT关断。IC2C的14脚输出为低电平， 使V1、V7导通， 使IC2B、IC2D保持原先状态不变。
关断IGBT时，它的集电极电流的下降率较高，特别是在短路故障的情况下，如不采取软关断措施，它的临界电流下降率将达到数kA/μs。极高的电流下降率将会在主电路的分布电感上感应出较高的过电压，这样一来导致IGBT关断时将会使其电流电压的运行轨迹超出它的安全工作区而损坏。因此从关断的角度考虑，希望主电路的电感和电流下降率越小越好。但对于IGBT的开通来说，集电极电路的电感有利于抑制续流二极管的反向恢复电流和电容器充放电造成的峰值电流，能减小开通损耗，承受较高的开通电流上升率。一般情况下IGBT开关电路的集电极不需要串联电感，其开通损耗能够经过改进栅极驱动条件来加以控制。
2.7 系统总电路

图2.9 系统总电路图
2.8 系统各参数计算及器件选择
（1） 的计算
=110V （2-1）
考虑占空比为90%
则 ==V=123V （2-2）
取 =1.2
则 ==V=102V （2-3）
考虑10%的裕量
取 =1.1×102V=113V
（2） 一、二次电流计算
取 ==10A

变比 K== =1.95 （2-4）
===5.13A （2-5）
考虑空载电流 取=1.05×5.1A=5.3A
（3）变压器容量计算
==220V×5.3A=1166VA （2-6）
==113×10A=1130AV （2-7）
==(1166+1130)VA=1148VA （2-8）
晶闸管承受最大反向电压==×113V=160V，考虑3倍裕量，则 =3×160V=480V， 取500V （2-9）
该电路整流输出接有大电容，而且负载也不是纯电感负载，但为了简化计算，仍按电感负载进行计算，只是电流裕量可适当取大些即可。
===×10A=5A （2-10）
==7.1A （2-11）
= (1.5~2) =2×A=9A 取10A。
故选NXP - BT151-500C - 晶闸管4只，并配10A散热器。
一般根据放电时间常数计算，负载越大，要求纹波系数越小，电容量也越大故取C1 =2200Μf，耐压按 1.5 =1.5×160V=240V，取250V。
即选用2200μF、250V电容器。为滤除高频信号，取 =1μF，耐压250V。因为Us=110/9V，取3倍裕量，选耐压为3.67以上的IGBT。
根据 （2-12）
（2-13）
得知 续流二极管应选IcmA、额定电压为Urm的二极管.
第3章 系统调试及仿真

图2.10 IGBT电路仿真电路图

图3.1 IGBT电路仿真电路图

图3.2 电路仿真波形图
第4章 课程设计总结
附录I系统主电路图