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开关电源电路的设计及仿真
1　基本理论
　　开关电源的输出电压Vo是由一个控制电压Vc来控制的，即由Vc与锯齿波信号比较，产生PWM波形。根据锯齿波产生的方式不同，开关电源的控制方式可分为电压型控制和电流型控制。电压型的锯齿波是由芯片内部产生的，如LM5025，电流型的锯齿波是输出电感的电流转化成电压波形得到的，如UC3843。对于反激电路，变压器原边绕组的电流就是产生锯齿波的依据。
　　输出电压Vo与控制电压Vc的比值称为未补偿的开环传递函数Tu，Tu=Vo/Vc。一般按频率的变化来反映Tu的变化，即Bode图。
　　电压型控制的电源其Tu是双极点，以非隔离的BUCK为例，形式为：

电流型控制的电源其Tu是单极点，以非隔离的BUCK为例，形式为：

　　各种电路的未补偿的开环传递函数Tu可以从资料中找到。本讲座的目的是提供一种直观的环路设计手段。

　　2 计算机仿真开关电源未补偿的开环传递函数Tu
　　2.1 开关平均模型

　　开关电源的各个量经平均处理后，去掉高频开关分量，得到低频(包括直流)的分量。开关电源的建模、静态工作点、反馈设计、动态分析等都是基于平均模型基础之上的。若要得到实际的工作波形，应按实际电路进行时域仿真(Time Transient Analysis)。

　　将开关电路中的开关器件经平均化处理后，就得到开关平均模型，用开关平均模型可以搭建各种电路。
　　以下是几个开关电源的平均模型仿真例子，从电路波形中看不到开关量，只是平均量，比如电感中流过的电流是实际电感中的电流平均值，电容两端的电压是实际电容两端电压的平均值等等。

　　2.1.1 CCM BUCK(连续模式BUCK)　

　　先直流扫描Vc，得到所需的输出电压，即得到了电路的静态工作点。然后交流扫描，得到Tu的Bode图。Tu为双极点。此处Vc等同于占空比d。
　　2.1.2 DCM BUCK(断续模式BUCK)　

　　按以上方法得到Tu，在DCM下，Tu变成单极点函数。模型CCM-DCM即可用于连续模式，也可用于断续模式。此处Vc仍等同于占空比d。

　　2.1.3 CCM BOOST(连续模式BOOST)

　　可以用模型搭建各种电路，如连续模式BOOST。　　

　　此处采用CCM-DCM模型可能仿真不收敛，为使仿真更好地收敛，建议什么电路模式采用对应模型。此处Vc也等同于占空比d。
　　2.1.4 Flyback　　

n是变压器变比，原边比副边;L是变压器原边电感量。此处V6等同于d。　　
2.2 受反馈电压控制的仿真
　　实际电路中，占空比d的产生主要有两种方法：电压控制和电流控制。仿真时，电压控制中d的产生方式如下：
　　Vc是反馈回路的输出电压，GAIN的放大倍数等于锯齿波幅值的倒数，若锯齿波幅值为Vm，则GAIN=1/Vm。

　　电流型控制中d的产生方式如下：

　　同上，Vc是反馈回路的输出电压;IL是用于产生锯齿波的电流信号，例如在BUCK电路中是输出电感电流，在Flyback中是变压器原边电流;V1是使电流上升的电压，V2是使电流下降时的电压;占空比d及d2是输出变量。
　　至此，我们可以得到控制电压Vc到输出电压Vo的传递函数Tu。下面是几个仿真Tu的例子。

　　2.2.1 电压型控制的CCM BUCK

　　上述几个例子中加入GAIN就变成电压型控制的仿真电路了。
　　2.2.2 电流型控制的CCM BUCK

　　电流互感器将输出电感的电流信号变成电压信号IL，产生锯齿波，模型CPM将控制电压Vc与锯齿波比较产生占空比d的PWM波。MOS开通时，L1中的电流上升，使其电流上升的电压V1是Vg-Vo;Mos关断时，Vo加在L1上，使其电流下降的低电压V2=Vo。参数Rs是检流电阻，mva是斜坡补偿的斜率，单位是V/S，L是输出电感，fs是开关频率。
2.2.3 带变压器隔离的电流型BUCK电路　

　　由于电路带变压器，所以平均开关模型也要用带变压器的模型CCM-T(带变压器的电流连续模式的模型)。参数Rs是原边检流电阻，n是变压器变比(原边:副边)，mva是斜坡补偿的斜率，单位是V/S。
　　2.3 仿真实例
　　实际电路中，选用不同的控制芯片，控制电压Vc的产生方式是不同的。以下是几个我们在工作中经常用到的几种控制芯片的仿真实例。

　　2.3.1 带变压器隔离的电流型CCM(UC3843)

　　UC3843-1
　　UC3843自带的运放归为反馈回路，运放输出的电压作为控制电压Vc。V9芯片内部的两个二极管压降，GAIN的放大倍数等于芯片内的电阻分压。

　　此电路采用电流互感器采样原边电流，对于如下的采样电路，Rs=R/n，n是电流互感器的匝比(n:1)。　

　　UC3843的斜率补偿，对于下图电路，补偿斜率 (V/s)　

　　2.3.2 带隔离和电压前馈的电压型CCM(LM5025)

LM5025-1
　　V6对应于芯片内部反馈信号的1V压降，R、C为产生锯齿波的参数。
2.3.3准谐振反激电路 (UCC28600)

　　UCC28600
　　有时候用DC扫描来找静态工作点时，往往不收敛，此时可以预先算出Vc值，然后用偏置点扫描(bias point)来得到静态工作点。为改善收敛性，可以在关键点加NOTESET或IC，两者的区别是：NOTESET只是给定某点地初始电压，在偏置点扫描后，该点电压可能会变化;IC是将某点电压固定住，偏置点扫描后保持不变。上图中Rs是原边检流电阻，eff是电源效率，Ctot是MOS管的DS端电容。按准谐振反激电路的特点，占空比d、原边电流峰值Ip、开关频率fs都由模型算出，不用给定。
　　3 补偿网络设计
　　3.1 基本理论 信息来源:
　　常用的开关电压电源未补偿的开环传递函数Tu可分为单极点和双极点两种，对于单极点一般采用PI(比例积分)补偿，双极点一般采用PID(比例积分微分)补偿。也可以大致理解为电流型控制的采用PI补偿，电压型控制的采用PID补偿。

　　PI补偿可以用如下电路实现：　

　　WL=1/(R2C2) Wp=1/(R2C1) Gc=R2/R1 (C2>>C1)

　　Gc是比例因子;零点WL引入积分，当频率小于WL，增益增加，直流增益提高，意味着稳压精度提高;极点Wp使高频的干扰信号迅速衰减。需要注意的是上面的等式是在C2>>C1的假设下得到的，实际选择反馈参数时要注意满足这个条件。
　　PID补偿可以采用如下方式：

　　若R1>>R3，C2>>C1，有：