用于电感负载的全固态双极性LTD型脉冲电流发生器_许宁.pdf

2023 年7 月 电 工 技 术 学 报 Vol.38 No.13 第 38 卷第 13 期 TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY Jul.2023 DOI:10.19595/ki.1000-6753.tces.220764 用于电感负载的全固态双极性 LTD 型脉冲电流发生器 许 宁1,2 米 彦1 李政民1 郑 伟1 马 驰1（1.输配电装备及系统安全与新技术国家重点实验室（重庆大学）重庆 400044 2.联合汽车电子有限公司 上海 201206）摘要 在基于脉冲功率技术的肿瘤治疗方法中，利用双极性脉冲磁场处理的治疗方法具有明显的优势。针对此应用，该文结合模块化全桥型多电平换流器（FB-MMC）拓扑及直线变压器驱动（LTD）拓扑的优势，提出了一种用于电感负载的全固态双极性 LTD 型脉冲电流发生器。首先，对该文提出的拓扑结构及原理进行介绍，详细分析了发生器在电感负载下的工作过程；然后，对发生器的硬件电路进行了设计与选型；最后，研制了一台 4 级全固态双极性 LTD 型脉冲电流发生器样机并对其进行性能测试。测试结果表明，该发生器可在电感负载下输出800 A 的脉冲电流，电流的上升时间为 600 ns；发生器的最高工作频率为 10 kHz，并具备灵活的波形调制功能，能输出三角波、梯形波及阶梯波等多种波形。关键词：双极性直线变压器驱动 模块化全桥型多电平换流器 电感负载 波形调制 IGBT 中图分类号：TM832 0 引言 基于脉冲磁场处理的肿瘤治疗方法具有非接触、非热等优点，已经有相关的研究表明脉冲磁场治疗肿瘤具有一定的效果1-4，在课题组前期的研究工作中也发现单极性高频纳秒脉冲磁场对离体肿瘤细胞具有较好的杀伤效果5-6。同时，有相关研究发现，由于交变磁场的方向会随时间变化，所以向肿瘤细胞中加入一定量的磁性纳米材料，并将其置于交变磁场中，磁性纳米材料会在交变磁场的作用下产生机械力和扭矩7，这些机械力和扭矩会传递至肿瘤细胞，从而对肿瘤细胞造成机械式的破坏8-10。而双极性脉冲磁场的方向也随着时间不断改变，其也有望对肿瘤细胞具有较好的杀伤效果，因此基于双极性脉冲磁场处理的方式是一种很有前景的肿瘤治疗方法。为支持双极性脉冲磁场治疗肿瘤技术的相关研究，研制一台能产生双极性脉冲磁场的发生器具有重要的意义。而对于以电流线圈产生磁场的方式而言，其关键在于研制一台可用于电感负载的双极性脉冲电流发生器。对一般的电容储能型脉冲发生器来说，相同拓扑结构下的电流发生器与电压发生器只是开关通流能力的强弱差异，并不存在电路拓扑上的本质区别。有学者结合固态 Marx 和桥式电路的优势11，设计了一种双极性脉冲发生器，可输出5 kV 的脉冲电压。H.Canacsinh 等12分析了广义的双极性 Marx 的工作特性，设计了一种新型的 Marx 发生器，该发生器具备负载普适性。L.M.Redondo 等13将双极性Marx 中的充电开关用电阻替代，电路的开关数量减半，但是放电时开关两端会承受双倍的电压。然而在多数的双极性 Marx 拓扑中14，储能电容的充电过程需要固态开关的参与，增加了电路控制的复杂性。同时，当固态开关高频工作或流过较大的电流时，开关损耗会急剧增加，对开关的耐受能力提出了较高的要求15-16。因此，对工作频率较高的电流发生器而言，充电时的开关损耗也应被考虑在内，需尽可能地避免开关温升过高。近些年来，模块化多电平换流器（Modular Multilevel Converter,MMC）也被广泛用于生成高压双极性脉冲，并衍生出了多种新颖的电路拓扑结构。A.A.Elserougi 等17将多级模块化全桥多电平换流 国家自然科学基金项目（52077022）和“111”引智项目（BP0820005）资助。收稿日期 2022-05-07 改稿日期 2022-06-19 3414 电 工 技 术 学 报 2023 年 7 月 器（Modular Full Bridge Multilevel Converter,FB-MMC）结构串联，通过改变各级 FB-MMC 的开关状态，实现储能电容的顺序充电，而在放电阶段则能实现灵活的波形调制，输出不同的脉冲波形。有学者通过电阻隔离对模块化半桥型多电平换流器（Modular Half Bridge Multilevel Converter,HB-MMC）充电18，然后将多个 HB-MMC 串联放电以实现电压叠加，可在电阻负载下实现4 kV 的输出，且波形的上升、下降沿均可灵活调节。总的来看，MMC 拓扑具备灵活的波形调制功能，然而，以上拓扑均需相应的开关给储能电容提供充电回路，因此不适合工作频率较高或者电流较大的应用场合。有学者通过引入辅助充电支路解决了单极性 MMC 型发生器的这一问题19，但是还尚未有涉及双极性MMC 型发生器相关问题的研究。直线变压器驱动（Linear Transformer Driver,LTD）利用磁心的隔离作用，使电压叠加在脉冲变压器的二次侧得以实现，且各模块外壳都接地，从而对绝缘的要求大大减低20-21。所以从理论上讲，LTD 可以实现无限制的电压叠加，这也是 LTD 最显著的优势。近年来，有大量学者研究了用于电阻负载的单极性 LTD 型脉冲发生器22-26。总的来看，在 LTD拓扑中，储能电容的充电过程无需额外的开关动作，且由于 LTD 中存在很多的并联单元，因此很适合输出较大的脉冲电流，如文献27中设计的 LTD 可在电阻负载下输出 3.2 kA 的脉冲电流。但是受限于磁心的饱和效应，单极性 LTD 的输出脉宽较窄，工作频率不高28，而双极性 LTD 则不存在这一问题。因此，双极性 LTD 受到了研究人员的广泛关注29-33。本文开创性地将 FB-MMC 拓扑与 LTD 拓扑的优势结合起来：由于 LTD 拓扑的引入，所设计的发生器能输出较大的脉冲电流，且储能电容的充电过程无需额外的开关动作，有利于降低开关的损耗；而由于 FB-MMC 拓扑的引入，所设计的发生器获得了灵活的波形调制能力，且形成了双极性工作模式，从而避免了 LTD 中磁心饱和的问题，有利于发生器的高频工作。同时，与一般的发生器不同，本文的发生器负载是一个电感线圈。本文首先对发生器的拓扑和工作原理进行分析与介绍；之后搭建样机的测试系统，对输出性能进行相应的测试。1 脉冲电流发生器的原理 1.1 拓扑结构 FB-MMC 的拓扑结构如图 1 所示。1 个 FB-MMC 图 1 FB-MMC 拓扑 Fig.1 FB-MMC topology 拓扑主要由 1 个电容器和 4 个固态 IGBT 开关组成。FB-MMC 的开关状态见表 1。由表 1 可知，通过合理地控制 4 个开关的导通时序即可实现不同的电压输出。当开关 Q1及 Q4导通、Q2及 Q3关断时，FB-MMC 输出电压为 Ui；当开关 Q2及 Q3导通、Q1及 Q4关断时，FB-MMC 输出电压为Ui；其余状态下，只要有一个开关导通，FB-MMC 的输出电压均为 0。表 1 FB-MMC 开关状态 Tab.1 FB-MMC switching states 开关状态 Uo Q1 Q2 Q3 Q4 ON OFF ON OFF 0 OFF ON OFF ON 0 ON OFF OFF ON+Ui OFF ON ON OFF Ui 先将多个 FB-MMC 并联以增加发生器的通流能力（亦可降低发生器的等效杂散电感值20），再利用 LTD 原理实现多级 FB-MMC 输出电压的叠加，即构成了本文的 m 级双极性 LTD 型脉冲电流发生器拓扑，如图 2 所示。整个发生器拓扑包括 m 个高压直流电源、mn 个充电电阻、mn 个 FB-MMC、m 个 1:1 的脉冲变压器（对应到实物即为磁心），以及 1 个负载电感。每个 FB-MMC 中的储能电容均可由各自的高压电源直接通过充电电阻充电至相应的电压，充电时不需要任何开关动作，有利于降低充电时开关的功率损耗。通过合理地控制开关时序使每级 FB-MMC 输出合适的脉冲电压，最后经脉冲变压器耦合完成输出电压的串联叠加，在负载电感两端产生相应的脉冲电压输出。需要强调的是，在理论上，该拓扑中的每级发生器均可配备独立的高压电源，且其充电电压均可独立调节，即每级发生器能输出幅值不同的脉冲电压，有利于输出脉冲的波形调制，这是一般的脉冲功率拓扑所不具备的优势。第 38 卷第 13 期 许 宁等 用于电感负载的全固态双极性 LTD 型脉冲电流发生器 3415 图 2 双极性 LTD 型脉冲电流发生器拓扑 Fig.2 Topology of bipolar LTD pulse current generator 1.2 工作原理 由于本文提出的拓扑中采用的是电容储能，因此发生器直接输出的是脉冲电压信号，而本文关注的是负载电感上的脉冲电流，由电感的定义式变形得到的式（1）即可将两者联系起来。0()()dTLLUtIttL=（1）式中，L 为负载电感值；IL(t)为流过负载电感的电流；UL(t)为负载电感两端的电压；T 为施加 UL(t)的持续时间。很显然，流过负载电感的电流，即发生器的输出电流由负载电感值、发生器的输出电压及输出电压的持续时间三者共同决定。另需说明的是，在该电流发生器工作时，发生器同一级的不同 FB-MMC 的相同桥臂处的开关（如开关 Q1m1、Q1m2、Q1mn）动作必须保持同步，即保证同一级并联的各 FB-MMC 的开关动作完全一致。因此，为了方便介绍发生器的基本工作原理，接下来仅介绍发生器每级只包含 1 个 FB-MMC 时的工作过程。此外，为了避免充电电路的连接过于复杂，在本文的电流发生器中，不同级的发生器共用 1 台高压直流电源。1.2.1 充电模式 充电过程示意图如图 3 所示，发生器工作在充电模式时，所有开关均断开，发生器无输出电流。高压直流电源分别通过充电电阻 R1nRmn给储能电容 C1nCmn充电，达到稳定状态时，储能电容器的电压与每级发生器的充电电压 VDC相同。图 3 充电过程示意图 Fig.3 Schematic diagram of charging process 1.2.2 放电模式 放电过程示意图如图 4 所示。发生器工作在正极性放电模式时，主控信号控制开关 Q11nQ1mn及Q41nQ4mn同步导通，通过脉冲变压器一次侧形成闭合的放电回路，储能电容 C1nCmn经开关对变压器一次侧放电。变压器再将放电能量耦合至负载电感，从而输出正极性脉冲电流。需要注意的是，变压器此时将电压信号耦合给负载电感，由式（1）可知电感上的电流 IL不会突变，而是随着两端电压 UL的持续施加缓慢上升。假设储能电容 C1nCmn足够大，则 IL应随时间线性上升。图 4 放电过程示意图 Fig.4 Schematic diagram of discharge process 1.2.3 续流模式 通过控制开关动作终止储能电容放电后，电路即退出放电模式。如果控制开关 Q11nQ1mn及Q41nQ4mn中的一串关断，另一串保持导通，发生器则进入续流模式，续流过程示意图如图 5 所示。控制 Q41nQ4mn保持导通，由于电感电流不能突变，电感电流将通过开关 Q41nQ4mn及开关 Q11nQ1mn的寄生二极管形成续流回路。在下一个开关动作到来之前，电感电流将一直保持恒定。需要说明的是，续流模式在发生器的工作过程中是可有可无的（如后文描述的负极性输出即为无续流模式），且控制较为简单，这也让其成为该电流发生器波形调制中最为关键的一环。3416 电 工 技 术 学 报 2023 年 7 月 图 5 续流过程示意图 Fig.5 Schematic diagram of tail-cutting process 1.2.4 能量回收模式 能量回收过程示意图如图 6 所示，关断发生器上的所有开关，发生器即进入能量回收模式。电感中的磁场储能将通过 Q21nQ2mn、Q31nQ3mn的寄生二极管回馈至储能电容 C1nCmn，理论上的电感电流下降过程应与放电模式的上升过程完全一致。图 6 能量回收过程示意图 Fig.6 Schematic diagram of tail-cutting process 后续则重复以上 4 个模式，当放电模式是通过控制开关 Q21nQ2mn及 Q31nQ3mn导通、后续模式也是控制开关 Q21nQ2mn或 Q31nQ3mn的相关动作时，发生器会输出负极性脉冲电流，其工作过程与正极性完全一致，在此不再赘述。整个工作过程的开关控制信号时序与输出电流波形如图 7 所示。图中分别对应充电模式、放电模式、续流模式和能量回收模式。2 脉冲电流发生器设计 2.1 关键器件的参数选择 2.1.1 目标参数 该电流发生器是为了给高频双极性脉冲磁场对离体肿瘤细胞活性的影响进行实验研究提供硬件平台。在已经开展的实验中6发现，当用 7 匝且电感值为 0.28 H 的阿基米德螺旋线圈作为磁场产生线圈，并通入幅值为 600 A、上升时间为 800 ns（0 图 7 开关控制时序与输出电流波形示意图 Fig.7 Timing of control signals of switches and ideal output current 100%）的电流时，对肿瘤细胞具有很强的杀伤效果。因此，若将线圈增加至 8 匝（理论上电感值会增加至 0.366 H，不妨考虑为 0.4 H）、通入的电流幅值增加至 800 A、上升时间缩短至 600 ns 以内，该 8 匝线圈能在更短的时间内产生磁感应强度更大的脉冲磁场，对肿瘤的杀伤效果更佳。同时，相关研究发现，当单极性脉冲磁场的重复频率从 1 kHz 增加到 500 kHz 时，脉冲磁场对肿瘤细胞活性的影响无显著性差异34。因此，本文将该电流发生器的最高重复频率设为 10 kHz，其目标参数见表 2。表 2 脉冲电流发生器的目标参数 Tab.2 Target parameters of pulse current generator 参 数 目标数值 负载电感/H 0.4 脉冲电流幅值/A 800 脉冲电流上升时间/ns 600 脉冲电流最高重复频率/kHz 10 2.1.2 器件选型 本文要求脉冲电流发生器可输出800 A 的脉冲电流。由式（1）可知，要想保证发生器能输出较大的脉冲电流，首先应保证其能输出较高的脉冲电压。实际电路中的开关、储能电容及脉冲变压器等均可能存在杂散电感，而杂散电感的存在会影响发生器的电压传输效率，因此本文考虑理想状态下的发生器输出电压 Uo=2 kV。同时，为了避免开关因 第 38 卷第 13 期 许 宁等 用于电感负载的全固态双极性 LTD 型脉冲电流发生器 3417 切断感性电流而出现过电压击穿现象，最终将发生器设计为 4 级，每级的最大充电电压为 500 V。固态开关选用 Infineon 公司的 IKY75N120CH3型 IGBT。该 IGBT 采用 TO-247-4 型的开尔文式封装结构，有独立的用于驱动的发射极引脚，这有利于在大电流应用场合提高开关控制的可靠性。该IGBT 的各项性能参数见表 3。单个 IGBT 的脉冲耐流为 300 A，因此需要将开关并联以增加发生器的通流能力。本文最终考虑将 2 个 IGBT 并联组成 1块开关板，每块开关板再作为 1 个 FB-MMC 的桥臂开关；最后，每级发生器再由 2 个 FB-MMC 并联组成，此时发生器的脉冲耐流可达 1 200 A，满足设计要求并留有合适的裕度。表 3 IKY75N120CH3 的性能参数 Tab.3 Parameters of IKY75N120CH3 参 数 数 值 集射极击穿电压/V 1 200 脉冲耐流/A 300 通态压降/V 2 二极管压降/V 1.9 发射极电感/nH 13 储能电容是电流发生器系统中脉冲能量的供给源，由式（1）可知，在电感电流线性增加的前 600 ns内，电感上的电压应该保持恒定。假设电感电流达到 800 A 时电容器的电压跌落为 5%，且电容器损失的能量全部转移至负载电感。由电容的能量公式计算储能电容 C 损失的能量CW（单位为 J）为()()22oo22195%21200095%2000195000 22=（）CWC UUCC 再由电感的能量公式计算负载电感 L 获得的能量LW（单位为 J）为 262110.4 108000.12822LLWLI=（3）最后根据 WC=WL，得到 4 级电流发生器等效的储能电容 C0.656 F，所以每级发生器的等效电容为4 C，每个 FB-MMC的储能电容为2 C=1.312 F。实际上，由于杂散电感及磁心损耗等的存在，储能电容的能量不可能完全转移至负载电感。如果总的杂散电感为 400 nH，则只有 50%的电容能量能转移至负载电感。因此为了保证脉冲放电时的能量供给，储能电容要留有较大裕度。此外，在电感电流的下降阶段虽然会有一部分能量回馈到储能电容，但是整个过程依然伴随着能量损失。而且在 10 kHz 的高频脉冲串放电期间，高压直流电源给储能电容补充的能量可以忽略不计（高压直流电源的充电电流很小），为保证脉冲串内的后续脉冲电流幅值不至于跌落太多，储能电容也应足够大。本文最终选用KEMET公司的 C4AQPBW5170M3OJ型金属化聚丙烯薄膜电容器作为储能电容。该电容的电容值为 17 F，直流耐压为 1 200 V，脉冲耐流达 765 A，且自感仅为 13 nH，各项指标均能达到发生器的设计要求。利用磁心即可构成图 2 中 1:1 的脉冲变压器，所需磁心截面积 S 应满足伏秒平衡，即 ()1sri0()dTk BBSU tt（4）式中，Bs为饱和磁感应强度；Br为剩余磁感应强度；Ui为储能电容的电压值，其最大值为 500 V；T1为放电的持续时间，即 Ui施加的持续时间；k 为填充系数。忽略放电过程中储能电容的电压降落，则式（4）简化为 i 1sr()U TSk BB（5）在本文的电流发生器中，T1亦为输出电流的上升时间，其最大值为 600 ns。本文选用无锡兰友电子科技有限公司生产的1K107 型铁基纳米晶磁心，该产品的 Bs=1.2 T、Br=0.3 T、k=0.75。再根据式（5），最终选用高度为25 mm、外径为 100 mm、内径为 50 mm 的磁心。2.2 开关浪涌电压的限制 在发生器工作过程中，由于 IGBT 自感的存在，IGBT 在关断较大的感性电流时会产生很大的di/dt，此时 IGBT 的集射极之间会产生较大的关断浪涌电压，本文考虑从两个方面来限制浪涌电压的峰值。2.2.1 驱动电路的设计 为了降低 IGBT 的通态损耗，提高 IGBT 的载流能力，本文将正向栅极驱动电压设置为 20 V。此外，为了保证 IGBT 能在电流较大的情况下可靠关断，防止大电流环境引发电磁干扰而导致 IGBT 误导通的情况出现，需要给 IGBT 配备负电压驱动，本文设置为5 V。最终选用 MGJ2D242005SC 型隔离模块，该隔离模块的直流隔离电压达 5.2 kV，可输出+20 V、5 V 的直流电压，且输出功率达 2 W。驱动电阻的最小值按照驱动电路不发生振荡的 3418 电 工 技 术 学 报 2023 年 7 月 条件设定，考虑到本文是 2 个 IGBT 并联，等效的栅极电容值较大，再结合后续的测试情况，本文将驱动电阻的最小值设置为 0.82。关断浪涌电压的峰值与 IGBT 的关断速度正相关，因此可通过增大驱动电阻值来降低其关断速度，从而降低其过电压峰值。再考虑到本文的发生器输出的是较窄的 ns 脉冲，IGBT 导通时的驱动电阻不能太大，否则会导致 IGBT 栅极电压上升缓慢，在导通时间较短时，IGBT 可能会一直在栅极电压低于20 V 的状态下工作，这对 IGBT 不利。因此，本文最终考虑驱动电阻的最大值为 5.52。选用 IXDN609PI 作为 IGBT 的驱动芯片，本文最终设计的驱动电路包含在图 8 中，其中 Ron=0.82，Roff=4.7，由 Avago 公司的光纤接收头 HFBR-2412TZ 产生控制信号。由于二极管 VDon的作用，IGBT 导通时的驱动电阻为 0.82，关断时的驱动电阻为 5.52，刚好满足以上设计要求。图 8 FB-MMC 及其缓冲电路的原理 Fig.8 Principle of FB-MMC and its buffer circuit 2.2.2 过电压保护电路的设计 2.2.1 节虽然已经通过合理地设置 IGBT 关断时的驱动电阻值来降低其关断时的浪涌电压，但是此时的 IGBT 关断速度依然较快，关断浪涌电压的峰值较大，这可能会威胁 IGBT 的正常运行。因此，有必要给 IGBT 配备过电压保护电路。FB-MMC 及其缓冲电路的原理如图 8 所示（图中省略了 2 块开关板的缓冲电路，实际电路中的每块开关板均配备了相同的缓冲电路）。本文选用放电阻止型 RCD 缓冲电路作为 IGBT 的过电压保护电路，该电路对 IGBT 的关断浪涌电压具有较好的吸收效果，且电路损耗低，非常适合应用于高频场合35-37，该电路的主要参数见表 4。表 4 过电压保护电路的参数 Tab.4 Parameters of the overvoltage protection circuit 元件类型 型 号 参 数 吸收电容 Cs3MKP1848540924K2 1 200 V,400 A,4 F电阻 Rs3 金属氧化膜电阻 10 W,5 二极管 VDs3 PCDP20120G1 1 200 V,960 A 完成以上主要硬件的基本设计和选型后，对电路进行了初步的测试，测试发现 FB-MMC 中的各开关板之间存在静态不均压的问题。如果 FB-MMC 中桥臂开关动作时的静态电压未恢复至 1/2 充电电压附近，则相邻桥臂的非动作开关两端会出现较大的电压过冲，有发生开关击穿的危险，因此本文考虑在开关板两端并联电阻（即图 8 中的 Rj3，其参数为15 W，30.33 k）来保证各桥臂的静态均压。由图 8 可知，开关板上主要包括静态均压电阻、IGBT 及其驱动电路；再将储能电容、磁心及放电阻止型 RCD 缓冲电路的相关器件等焊接至基板；最后再根据图 2 中的连接关系将开关板依次插到基板的相应位置。为了降低放电回路的杂散电感，在每级发生器中，使用厚度为 0.5 mm 的铜片穿过位于基板中央的磁心，构成每级发生器 1:1 脉冲变压器的一次侧；用宽度为 20 mm、厚度为 0.4 mm 的铜带依次穿过 4 级发生器的所有磁心形成变压器二次侧；负载电感则接在铜带上。4 级双极性 LTD 型脉冲电流发生器的样机如图 9 所示。图 9 电流发生器实物图 Fig.9 Physical diagram of current generator 3 脉冲发生器的性能测试 本文使用天津东文公司的 DW-P102-1500AC17型高压直流电源对发生器进行充电，负载为手工绕制的 0.4 H 的电感线圈。选择力科公司的 PPE5kV型高压探头测量电压、Pearson 公司的 6600 型电流传感器测量电流，并使用力科公司的 HDO6034A 型示波器显示电压及电流波形。第 38 卷第 13 期 许 宁等 用于电感负载的全固态双极性 LTD 型脉冲电流发生器 3419 3.1 FB-MMC 的性能测试 不同控制脉宽下的 IGBT 驱动波形如图 10 所示。IGBT 不动作时的驱动电压保持在5 V，且驱动波形的上升过程并未出现振荡，驱动波形的下降速度较为缓慢，有利于降低 IGBT 的关断速度，这表明本文的驱动电路设计是合理的。图 10 IGBT 的驱动波形 Fig.10 Waveforms of IGBT driving 将图 9 中的电流发生器样机对应到图 2，IGBT导通的时序设置为图 11a（发生器共 4 级，所以 0i4；每级并联 2 个 FB-MMC，所以 0j2），导通时间 tw=600 ns，再逐步将充电电压升至 500 V，测试第 4 级发生器中 FB-MMC 的下桥臂开关 Q441、Q442及上桥臂开关 Q341的集射极电压 Uce波形如图12 所示。在图 12a 中，2 个 IGBT 的导通压降相等，且关断过程中 Uce的变化过程也与峰值一致，所以可以认为脉冲电流在 2 个并联的 FB-MMC 之间均 图 11 IGBT 导通的时序简图 Fig.11 Timing diagram of IGBT turn-on 匀分配，且开关的动作基本同步。同时，在图 12b和图 12c 中，IGBT 关断时的 Uce峰值均被限制在900 V 左右，IGBT 不会击穿，过电压保护满足电路需求。后续测试其余 IGBT 的 Uce波形情况也是一致的，整个发生器中的 FB-MMC 均能正常工作。图 12 IGBT 的 Uce波形 Fig.12 Uce waveforms of IGBT 3.2 输出电流的波形测试 保持发生器的充电电压为 500 V，按照图 11a 的时序依次控制 IGBT 的导通时间 tw分别为 300、400、500、600 ns，发生器输出脉宽不同的三角波如图 13 3420 电 工 技 术 学 报 2023 年 7 月 所示。电感电流近似以相同的速率线性上升，其幅值与上升时间近似成正比，这说明对于单个脉冲而言，该发生器的储能电容值足够大。同脉宽的正负极性脉冲电流的幅值与波形基本没有区别，这验证了正负极性放电路径电路参数的一致性，即该电流发生器样机具有较好的对称性。图 13 不同 IGBT 导通时间的三角波输出 Fig.13 Triangular wave output with different IGBT turn-on time 图 13 中电流的下降速率基本一致，即载流子的消耗速率不变，因此 IGBT 导通时间越长，寄生二极管会积聚更多的载流子，二极管的反向恢复电流会越大，反向恢复时间越长。这表现为电感电流第一次过零后的反向电流越大，持续时间越长。按照图 11a 的时序保持 IGBT 的导通时间 tw为600 ns 不变，逐渐改变发生器的充电电压。以正极性为例，发生器可以正常输出如图 14 所示的脉冲电流，且脉冲电流的上升、下降速率均正比于充电电压，满足式（1）的规律。因此充电电压越高，载流子的消耗速度越快，二极管的反向恢复电流越大，反向恢复时间越短。这表现为电感电流第一次过零后的反向电流幅值越大，但是持续时间越短。图 14 不同电压时的正极性三角波输出 Fig.14 Positive polarity triangular wave output in different voltages 3.3 波形调制及高频运行测试 当进行离体肿瘤细胞杀伤实验时，针对不同的细胞数量、种类等可能需要不同波形的脉冲磁场，因此需要脉冲发生器具备一定的波形调制能力。固定发生器的充电电压为 350 V，按照图 11b所示的时序控制 IGBT 动作，发生器可输出梯形波，即图 15 中的“无补偿”曲线。实际电路存在的损耗导致电感电流进入持续约 400 ns 的续流过程之后出现一定的幅值跌落，梯形波的顶部为一条稍向下的斜线。在续流过程中，如果控制 4 级发生器中的 1 级持续放电，这相当于给电感施加了正向电压，电感会获得一定的能量补给，如图 15 中的“过补偿”曲线，梯形波的顶部变为一条稍向上的斜线，这是因为补给的能量大于损耗。实际上，如果能控制补给的能量刚好等于损耗，发生器即可输出平顶的梯形波。图 15 正极性的梯形波输出 Fig.15 Positive polarity trapezoidal output 保持充电电压为 350 V，按照图 11c 所示的时序控制 IGBT 动作，此时发生器可以输出如图 16a所示的阶梯波，该阶梯波的电流幅值大于 600 A，第 38 卷第 13 期 许 宁等 用于电感负载的全固态双极性 LTD 型脉冲电流发生器 3421 足以证明该电流发生器具有强大的波形调制能力。同时，图 16b 表明该发生器的正负极性的输出是独立的，互不影响。实际应用时可以根据需求，独立调节正极性或负极性的脉冲输出。图 16 发生器的阶梯波输出 Fig.16 Staircase wave output from the generator 将发生器的充电电压设置为 500 V，按照图 11a的开关时序（tw=600 ns）持续工作，发生器的输出电流波形如图 17 所示。高频工作时发生器的输出波形稳定，脉冲电流幅值接近 800 A，这说明该发生器 图 17 高频下发生器的输出电流 Fig.17 Output current of generator in high repetition rate 能够稳定地输出频率为 10 kHz 的双极性脉冲电流。综上所述，本文研制的双极性 LTD 型脉冲电流发生器可在 0.4 H 的电感负载下产生800 A 的脉冲电流，且可实现灵活的波形调制，最高工作频率达 10 kHz，可为高频双极性脉冲磁场对离体肿瘤细胞活性的影响实验提供硬件平台。4 结论 在本文中，结合 FB-MMC 拓扑及 LTD 拓扑的优势，使用 IGBT 作为固态开关，研制了一台可用于电感负载的双极性脉冲电流发生器。得到如下结论：1）FB-MMC 拓扑与 LTD 结合后的脉冲电流发生器既具有 LTD 型发生器的一般优势，又具备灵活的波形调制功能，且充电过程无需开关动作，消除了充电时电流对开关的损耗，增加了固态开关工作在频率较高或电流较大的状态下的稳定性。2）由于 FB-MMC 拓扑的存在，该 LTD 型电流发生器可在不使用有源去磁电路的情况下实现高频双极性工作，而不会出现磁心饱和问题。3）本文研制的脉冲电流发生器可在电感负载下输出800 A 的脉冲电流，电流的上升时间为 600 ns。发生器的最高工作频率达 10 kHz，且能输出三角波、梯形波及阶梯波等多种波形。综上所述，该发生器结合了 FB-MMC 和 LTD两种脉冲功率拓扑的优势，结构紧凑简单，对电路的设计可以灵活调节，可应用于脉冲磁场治疗肿瘤的医学实验研究。参考文献 1 Kranjc S,Kranjc M,Scancar J,et al.Electrochemotherapy by pulsed electromagnetic field treatment(PEMF)in mouse melanoma B16F10 in vivoJ.Radiology and Oncology,2016,50(1):39-48.2 Novickij V,Grainys A,Kuinskait-Kodz I,et al.Magneto-permeabilization of viable cell membrane using high pulsed magnetic fieldJ.IEEE Transactions on Magnetics,2015,51(9):1-5.3 Novickij V,Girkontait I,Zinkeviien A,et al.Reversible permeabilization of cancer cells by high sub-microsecond magnetic fieldJ.IEEE Transactions on Magnetics,2017,53(11):1-4.4 Novickij V,Grainys A,Novickij J,et al.Irreversible magnetoporation of micro-organisms in high pulsed magnetic fieldsJ.IET Nanobiotechnology,2014,3422 电 工 技 术 学 报 2023 年 7 月 8(3):157-162.5 储贻道.高变化率脉冲磁场的产生及其对肿瘤细胞带电粒子的影响D.重庆:重庆大学,2015.6 代璐健.纳秒脉冲磁场联合靶向纳米氧化铁杀伤A375 细胞的实验研究D.重庆:重庆大学,2021.7 Golovin Y I,Gribanovsky S L,Golovin D Y,et al.Towards nanomedicines of the future:remote magneto-mechanical actuation of 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