双向CLLLC谐振变换器的软起动及同步整流研究.pdf

针对实际应用中LLC谐振变换器存在许多问题,分析了适用于微网系统中连接储能系统的CLLLC谐振变换器的工作原理,利用基波分析法(FHA)建立变换器等效模型,得到其增益曲线,分析了谐振参数差异对增益曲线的影响。采用一种复合软起动控制策略,有效降低了启动过程中谐振网络中的冲击电压和电流。采用一种电流控制型同步整流控制策略，提高了变换器的效率。利用MATLAB/Simulink进行仿真，仿真结果验证了CLLLC谐振变换器设计和理论分析的正确性。关键词：储能系统;CLLLC谐振变换器；软起动；同步整流D0I:10.19753/j.issn1001-1390.2023.08.001中图分类号：TM46Research on soft-start and synchronous rectification of bidirectional CLLLC(1.State Grid Jibei Electric Economic Research Institute,Beijing 100070,China.2.Tsinghua University Energy Internet Innovation Institute,Beijing 100084,China.3.Frequency ConversionTechnology Engineering Research Center,North China University of Technology,Bejing 100144,China)Abstract:The operating principle of the CLLLC resonant converter applicable to the connection of energy storage systemin the micro-grid system is analyzed,the equivalent model of the converter is established by using FHA to obtain its gaincurve,and the influence of the difference of resonant parameters on the gain curve is analyzed.A compound soft-start con-trol strategy is adopted to effectively reduce the inrush voltage and current in the resonant network during the startingprocess.A current-controlled synchronous rectifier control strategy is adopted to improve the efficiency of the converter.MATLAB/Simulink is used for simulation,and the simulation results verify the correctness of the design and theoretical a-nalysis of CLLLC resonant converter.Keywords:energy storage system,CLLLC resonant converter,soft-start,synchronous rectification0引言近年来，随着工业与信息化的发展，传统电网也向智能化和物联化的方向发展。相较于交流微网，直流微网凭借其低电能损耗和高电能质量以及更有利与分布式发电接入等优势，逐渐成为研究热点。图1给出了直流微网的简化结构,从图1中可以看出双向DC/DC变换器作为连接直流微网与储能元件之间的桥梁，实现了对能量的双向控制13基金项目：国家重点研发计划项目（2 0 18 YFB1503005.02）；国家自然科学基金项目（517 7 7 0 0 2）；国家电网有限公司科技项目（52 7 8 9 9 19 0 0 M L）；张家口地区重点产业发展对有限可再生能源消纳能力提升潜力研究报告文献标识码：Bresonant converterYue Yunli,Zhang Jing,Li Sunxin,Li Yuhang,Wen Chunxue3文章编号：10 0 1-139 0(2 0 2 3)0 8-0 0 0 1-0 6电力电子技术的发展极大推动了直流变换器的发展,更多的拓扑被应用在直流变换器当中,其中LLC谐振变换器因其自然实现软开关，提高了效率和功率密度以及宽输人电压范围特性,吸引了更多学者的研究。在实际应用中LLC谐振变换器还面临着许多问题：（1)LLC变换器功率只能实现能量单向流动时的软开关功能,文献4-6 通过在副边加人谐振元件，由于结构不对称性导致变换器正反向增益存在差异,参数设计困难；(2)LLC变换器为了实现副边对原边的电压钳位和输出电压稳定的作用，使得输出滤波电容必须选取足够大的电容。这就导致了在变换器启动的暂态过程中,滤波电容必须要有一个充电的过程,因此产生了冲击电流，这对开关管和谐振器件危害很大。文献一1一Lm第6 0 卷第8 期2023年8 月15日7-8采用的是改进的降频启动方法,不能很好的减小启动冲击；（3)LLC谐振变换器虽然在工作时副边二极管能够实现ZCS但是二极管导通损耗仍然很大，这也影响了整个变换器的工作效率,对此有学者提出了采用导通损耗更低的同步整流代替，然而并不能用传统的控制策略驱动整流管。D储能电池DDCDCDC直流负载太阳能AC儿风力发电O-ASC交流系统图1直流微网系统简化结构Fig.1 Simplified structure of DC micro-grid system为了实现LLC变换器双向软开关功能，在副边加人了电感和电容，利用基波分析法得到了变换器等效电路，并画出了变换器的增益曲线，分析原副边谐振元件对增益曲线的影响,并基于此合理设计参数，实现了正反向参数对称性。采用一种基于复合控制策略的软起动方法实现了变换器的启动，并显著降低了启动过程中的冲击电流。采用一种基于电流控制型的同步整流控制策略，提高了变换器的工作效率。最后通过MATLAB/Simulink进行仿真验证了变换器参数设计和控制策略的正确性和有效性。1（CLLLC谐振变换器的工作原理文中所研究的CLLLC谐振变换器拓扑如图2 所示,其中,S,S.为主电路的8 个开关管;L为变压器的励磁电感;L,和C,为原边谐振元件,L,和Cz副边谐振元件,变压器TR变比为n。定义变换器功率由原边向副边流动为正向运行，反之为反向运行。正向运行时S,S4施加控制驱动信号，SsS。施加同步整流控制驱动信号。反向运行时S；S.施加控制驱动信号，S,S4施加同步整流控制驱动信号。正向运行SSs本卡Tab反向运行图2CLLLC谐振变换器拓扑结构Fig.2CLLLC resonant converter topology一2 一电测与仪表Electrical Measurement&Instrumentation1.1采用频率调制的变频控制CLLLC谐振变换器在变频控制时的主要工作波形如图3所示，一个工作周期课分为8 个模态，由于CLLLC变换器前4个模态与后四个模态控制方式相同，为方便表达文中只分析前4个工作模态且整流方式为二极管整流。USiS4U.bDCA交流负载直流母线UcdSE本+S.E本C2Vol.60 No.8Aug.15,2023S,S,S,S4UmLrlLmLt2to图3CLLLC变换器工作波形图Fig.3 CLLLC converter working waveform工作模态1(tot i)：等效电路图如图4（a)所示。从to时刻起,开关管S,和S4ZVS导通。由于励磁电感L足够大,所以励磁电流im线性上升，谐振电流i以正弦形式变化，副边开关管导通，励磁电感两端电压被输出电压钳位。到t,时刻，谐振电流讠与励磁电流im相等,此时模态1结束。工作模态2(tit）：等效电路图如图4(b)所示。在t,时刻t2，能量只在原边流动，副边二极管电路中的电流逐渐变为零而自动关断,实现了ZCS,负载两端电压由电容提供。工作模态3（tts）：等效电路图如图4（c）所示。从t,时刻起开关管S,-S4关断,谐振电流开始给S,和S4的寄生电容充电至输人电压Uin，同时S,和S,的寄生电容开始放电至电压为零，待充放电完成时此模态结束。U.titt3t4(a)工作模态1ts第6 0 卷第8 期2023年8 月15日S5本卡S本DU.n(b)工作模态2本电测与仪 表Electrical Measurement&Instrumentation工作模态4(tst4)：等效电路图如图4（d)所示。t,时刻开关管S,和S;的寄生电容已经放电至零,已为S5本TR33Vol.60 No.8Aug.15,2023+开关管S,和S，的零电压开通ZVS做好准备。谐振电U.流通过S,和S,的寄生二极管续流，能量由原边流向副边,直到t4时刻开关管S,和S,ZVS开通,谐振电流改由Cs本+S8本开关管流通，此模态结束。1.2CLLLC增益特性分析由于谐振变换器一般工作在谐振工作点附近，采用基波分析法，假设只有基波电压传输能量，即谐振网+络只对与S,S4逆变网络产生的方波电压中傅氏分解效为图5所示电路模型。假设变压器变比为n，可得到L和C,折算到原边变为nL,和Cz/n,uAB和ucp分别为AB和CD两点的电压基波分量,Re为负载耦合到原边的等效负载。+(1)(2)后的基波电压有响应9-10。因此,可以将谐振网络等UU(c)工作模态3+S本TR(d)工作模态4图4工作模态Fig.4Working modecDw.LmH(jo,)WAB定义k=L/L,h=L,/L,g=Cs/Ci,oi=1/LC/,w,=I/L,C,w,=w,/w1,C,=C,/n2,Lz=nL。H(jo,)(o.C;一+ko,C,)Reg+定义归一化频率=/l，特征阻抗Z，=/L,/C，品质因数Q=Z,/Re，带人式(2)中，可得化1H.(jo,)i h+h+h)0.(h+h+gg进而可得到CLLLC谐振变换器的增益M为：下的变换器增益为：1M(o.)=).-+%K当变换器工作在谐振点时，可得在准谐振作状态C/n2UUAB图5CLLLC 变换器基波等效模型Fig.5 Equivalent model of CLLLC converterfundamental wave由图5变换器的基波等效模型可得到谐振网络的输出一输人的传递函数为：o.L.Re1LmLmLL2WL+W,Lo.C1Req1CC2C并带入化简可得：ko,C,Re222kh2简后的传递函数为：k+kgoM(o.)=1+1/g-hk+k/g+h(4)从式(5)可以看出,在谐振点时谐振变换器的增益只与kg、h 有关,当hg=1 时,变换器的增益为1,与负载一3 一ucD212g121gg(3)(5)第6 0 卷第8 期2023年8 月15日无关。若hg1,即h和g在不同值下变换器在谐振工作点时增益会偏离1。为分析h和g变换对变换器增益影响,画出了在不同h和g值下变换器增益曲线。图6 为不同h值下的归一化增益曲线，由图6 可以看出,h=0.1、h=0.3与h=1 曲线相似,随着h逐渐增大增益曲线与h=1时的增益曲线差异逐渐增大,且谐振工作点时增益逐渐偏离1。因此可以得出：当h趋近于1时,变换器在谐振工作点时增益也趋近于1,即正反向增益基本相同。32.52M1.510.500.2 0.4 0.6 0.8图6 不同h值下的归一化增益曲线Fig.6 Normalized gain curves at different h values图7 为不同g值下的归一化增益曲线，由图7 可以看出,g=0.1和g=0.3时增益曲线最大值出现了很大变化,说明g的取值主要影响增益曲线的最大增益。同样也可以看出随着g逐渐趋于1,变换器在谐振工作点时增益也趋近于1,即正反向增益基本相同。通过上述分析,h和g的取值决定了变换器正反向工作的统一性，为方便变换器谐振参数设计和正反向工作的统一性,应使h=g=1,即副边的谐振元件等效到原边的值应与原边谐振元件参数相等。12108M6200图7 不同g值下的归一化增益曲线Fig.7 Normalized gain curve at different g values2车软起动控制以上对谐振变换器工作原理与增益特性进行了分析，使变换器在稳态使工作在最优工作点，但变换器从启动到稳态工作时需要经过一个暂态的过程，对于这个启动的过程需要进行限制,以实现系统的平滑过渡，避免冲击电压或电流对系统元件造成损坏。2.1传统软起动方法谐振变换器软起动方式一般分为PWM启动、AP-WM启动、PFM启动等。PWM启动过程主要应用在传统的PWM变换器,通过改变开关管的占空比D来一4一电测与仪表Electrical Measurement&Instrumentation控制输入电压的幅值，减少开关管的电压和电流应力。APWM启动过程与PWM启动原理类似，都是减小输人电压幅值，达到限流限压的目的。两种方法主要区别在于开关管占空比不同：前者上、下开关管占空比不对称,但周期内互补；后者占空比在周期内对称。PFM控制是启动时上下管互补导通，占空比D恒定为0.5，只改变驱动频率，频率从几倍于开关频率逐渐降为工作频率。上述3种方法虽然能够实现软起动，但启动时变换器增益变化与启动时间成反比，即斜率大的增益曲线变化应力冲击较小，但会延长启动时间，斜率小的增益曲线应力冲击大，但启动时间短。2.2复合控制策略软起动h=10 h=5 h=1h=0.3 h-0.1将PWM和PFM启动结合后得到了一种基于复合控制策略的软起动方法，该方法的增益曲线能够使变11.2 1.4 1.61.8ng-0.1g-0.385-100.51nVol.60 No.8Aug.15,2023换器平滑启动且时间较短。具体原理如图8 所示，首先，变换器的占空比从零开始，由最大开关频率线性增加到0.5占空比，然后变换器的工作频率从最大开关频率线性下降到谐振频率,增益如式6 所示，(6)其中T.为占空比周期,T,为稳态开关周期。V。占空比逐渐增加软起动过程稳态控制fs.moxfs.max图83复合控制策略软起动原理图Fig.8SSchematic diagram of soft start of1.52频率逐渐降低compound control strategy为了验证复合控制策略软起动的可行性,用MAT-LAB/Simulink进行了建模仿真，系统输人电压为350 V250V,输出电压为30 V,变换器功率为5kW,变换器谐振参数如表1所示。图9 为CLLLC变换器四种启动方式下谐振网络电流的仿真波形图，为硬启动情况；为占空比逐渐增加（PWM)启动情况；为频率逐渐降低（PFM）启动情况;为复合控制策略(PWM+PFM)启动情况。四种启动方式仅暂态过程不同，稳态时谐振网络电流均相同，为与开关频率相同的交流量。相较于方式,方式虽然启动时间增加，但显著降低了冲击电流。方式冲击电流是稳态电流的2.5倍和1.9 倍，启动过程中输出电压超调为8%和2 6%，启动时间为0.0 4s和0.0 5PFM控制f,PFM第6 0 卷第8 期2023年8 月15日s。方式的启动冲击电流为1.1倍，且无超调,结合图10四种启动方式下输出电压波形图，可以得出复合控制策略软起动在小幅增加启动时间的基础上可进一步降低启动的冲击电流和输出超调，减小器件应力。表1CLLLC谐振变换器参数Tab.1CLLLC resonant converter parameters参数电感Li,L2/H电容Ci,C2/uF励磁电感Lm/uH变压器变比n工作频率厂2000-200500-50500-50500-5%图9四种启动方式下谐振网络电流波形图Fig.9Current waveform diagram of resonantnetwork under four starting modes403020100图10四种启动方式下输出电压波形图Fig.10Waveform of output voltage underfour starting modes3LLC谐振变换器同步整流及仿真验证LLC谐振变换器的损耗包括：主开关管的关断损耗和通态损耗、感性元件的铜损和磁损、变压器的损耗和副边开关管的整流损耗12。对于本文所设计的5kWCLLLC谐振变换器，由于输出电压低电流大，如果采用传统的二极管整流，则整流网络会产生较大的损耗。通过采用导通电阻较小的 SR整流管代替整流二极管，整流网络的导通损耗将会大大降低，提高了变换器的效率。3.1同步整流原理按照驱动信号源的类型可以将同步整流驱动分为电压型驱动和电流型驱动。电压型驱动通常是根据变电测与仪 表Electrical Measurement&Instrumentation压器原副边电压信号、原边开关管驱动信号来产生驱动信号。电流型驱动通常是根据原边谐振网络电流、副边整流网络的电流信号来产生驱动信号113采用了电流型驱动，电流型驱动能够在电流换向前及时关断整流管，避免了整流管电流反向流动引起的谐振变换器能量回流的问题，提高了谐振变换器的稳定性。驱动信号逻辑图如图11所示，在开关管内部数值6.02,0.060.23,2336.110135kHz0.120.05t/sVol.60 No.8Aug.15,2023反并联二极管刚刚有电流流过的时候,驱动脉冲高电平,开关管导通，电流从开关管中流过；当流过开关管的电流即将变为零时,驱动脉冲低电平,开关管关断，剩余电流从并联的二极管中流过。IsR1IsR2to120.20.3t/s0.1t30.40.50.15图11同步整流驱动信号图Fig.11 Synchronous rectification drive signal diagram3.2同步整流仿真验证为了验证电流型自驱动电路的可行性,用MAT-LAB/Simulink进行了建模仿真，为满足在全输人范围下的同步整流控制，分别在2 50 V、30 0 V和350 V正向输入情况下进行仿真，图12 图14为开关管S,驱动信号和两端电压电流波形图，如图可以看出随着输人电压的逐渐增加,开关管S,两端的电压电流频率也逐渐增加,此时电流检测环节依然能根据电流变化生成相应的驱动信号，实现变换器副边的同步整流。图15为不同整流方式的效率对比，该曲线横轴为输入电压纵轴为效率,由图可以看出CLLLC变换器效率曲线与常规变换器效率曲线不同，它是随着输入电压的增加逐渐增大，符合期望值，还可通过曲线对比可以得出副边的整流方式为同步整流时比二极管整流的效率高2.6%，即其损耗比二极管整流少130 W。0SV/F0-200-40099.0019.0029.0039.0049.005t/s10-2图12 2 50 V输入时S,驱动信号和两端电压电流波形图Fig.12 S,drive signal and voltage and currentwaveforms at both ends at 250 V input电流电压一5一第6 0 卷第8 期2023年8 月15日00V/申-100-200-30099.0019.0029.003 9.004 9.005t/s10-2图1330 0 V输入时S,驱动信号和两端电压电流波形图Fig.13 Ss drive signal and voltage and currentwaveforms at both ends at 300 V inputV/4审0-100-20099.0019.0029.0039.0049.005t/sx10-2图14350 V输入时S,驱动信号和两端电压电流波形图Fig.14S,drive signal and voltage and currentwaveforms at both ends at 350 V input97.59797.0296.50.9695.59594.59493.5250275输人电压/V图15不同输入电压情况下同步整流与二极管整流效率对比Fig.15Comparison of efficiency of synchronous rectificationand diode rectification under different input voltages4结束语文章分析了CLLLC谐振变换器的工作原理，建立了等效模型，根据模型推导出了变换器直流增益曲线，推导了参数计算公式，最终计算出符合设计要求的CLLLC谐振参数。分析了变换器的损耗,加人了同步整流功能提高了变换器的工作效率，全输入范围内效率达到9 7%以上。分析了几种软起动方式，选择了复合控制策略软起动，启动过程中冲击电流仅为稳态的1.1倍，减小了元器件的电压电流应力提高了变换器的稳定性。最后利用MATLAB/Simulink进行仿真，仿真结果验证CLLLC谐振变换器参数设计正确性与运行稳定性，效率的提高也很明显。6电测与仪 表Electrical Measurement&Instrumentation参考文献1曾国辉，廖鸿飞，赵晋斌，等直流微网双向DC/DC变换器虚拟惯量和阻尼系数自适应控制策略J电力系统保护与控制，2022,50(6):65-73.电流Zeng Guohui,Liao Hongfei,Zhao Jinbin,et al.A self-adaptive control电压V电流电压97.297.2594.694.6394.3894.48二极管整流300Vol.60 No.8Aug.15,2023strategy of virtual inertia and a damping coefficient for bidirectionalDC-DC converters in a DC microgrid J.Power System Protection and Con-trol,2022,50(6):65-73.2蒋勃，邹彬，张欣宜，等直流微网储能单元能量动态均衡控制研究J电网与清洁能源，2 0 2 1，37(1)：8 4-8 9.Jiang Bo,Zou 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