基于扩展规格书数据的SiC功率MOSFET建模.pdf

第 24 卷 第 7 期 2023 年 7 月 电 气 技 术 Electrical Engineering Vol.24 No.7Jul.2023 基于扩展规格书数据的SiC功率MOSFET建模 王克柔 吴忠强（浙江艾罗网络能源技术股份有限公司，杭州 310063）摘要 本文提出一种实用的 SiC 功率 MOSFET 建模方法。所建立的模型可在图形化仿真软件中实现，用于电力电子电路损耗分析。首先，基于器件规格书数据建立器件的静态模型；然后，对 SiC 功率 MOSFET 的物理结构、物理特性进行分析，依据分析结果对规格书数据进行扩展，建立模型的各个动态部分，从而构成完整的模型；最后，建立多种商用 SiC 功率 MOSFET 模型，并对模型进行仿真和实验验证，验证结果显示模型具有令人满意的精度和适用范围。本文建模方法所用数据仅源自产品规格书，无须通过测量获取规格书之外的其他数据。关键词：SiC 功率 MOSFET；建模；反向恢复；集总电荷模型；双脉冲测试；开关损耗 Modeling of SiC power MOSFET based on expanded datasheet values WANG Kerou WU Zhongqiang(Solax Power Co.,Ltd,Hangzhou 310063)Abstract In this paper,a practical SiC power MOSFET modeling method is presented.The models established by the method can be implemented in graphical simulation software for power electronic circuit loss analysis.Firstly,the static model is established based on device datasheet values.Then,the dynamic parts of the model are established based on the expanded datasheet values,according to the analysis of physical structure and characteristics of SiC power MOSFET,and therefore the complete model is established.Finally,models of various commercial SiC power MOSFET devices are established and validated by simulation and experiment.It is demonstrated that the proposed model has gratifying accuracy and generality.The source data used for the modeling method comes only from the product datasheet,and there is no need to acquire other data beyond the datasheet through measurement.Keywords：SiC power MOSFET;modeling;reverse recovery;lumped charge model;double pulse test;switching loss 0 引言 近年来，以 SiC 开关器件为首的宽禁带材料开关器件在新能源等行业中的实际应用日渐广泛。SiC功率金属氧化物半导体场效应晶体管（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor,MOSFET）相较传统 Si MOSFET 具有损耗低、工作频率高的优势，其特性相较传统 MOSFET 也有明显不同。因此，对 SiC 功率 MOSFET 建模方法进行研究具有重要意义和巨大实用价值。开关器件模型可分为物理模型和行为模型。其中物理模型的建立主要以器件的物理结构、物理规律为依据；行为模型的建立主要以器件的实际行为结果为依据。物理模型建立的难点在于对复杂物理规律的精确描述及器件物理参数的获取1。非半导体器件制造专业人群往往很难获取准确的器件物理参数，因而很难建立准确的器件物理模型。行为模型建立的难点在于器件实际行为结果的获取。器件产品规格书上的测试数据可以反映部分的器件行为结果但缺乏全面性，若仅以其为依据对开关器件进行建模，则难以获得较高的模型精度和较宽的模型适用范围。许多研究者通过实际测试的方式来获取器件的物理参数，然而所用测试方法普遍较为复杂，难以在工商业界推行2-4。有研究者采取建模后根据实验结果调整模型参数的方式提高行为模型的精度，一定程度上可以回避数据来源全面性的问题5。48 电 气 技 术 第 24 卷 第 7 期 在行为模型的数据提取方面，现有文献大多采用解析式拟合方法，但拟合所得模型精度有限6-7。鉴于此，本文提出一种兼顾实用性与精确性的SiC 功率 MOSFET 建模方法。首先提取器件规格书数据，采用线性插值方法对不同工况下数据进行汇总处理，建立器件静态模型；再对 SiC 功率 MOSFET器件固有的物理结构、物理特性进行分析，依据分析结果对规格书数据进行合理扩展，建立各动态模块，得到完整的模型。该建模过程具有行为模型建立方便的特点，同时所建立模型的精度高于传统的行为模型。之后本文介绍模型在图形仿真软件中的实现方法8。最后对模型进行仿真和实验验证，验证结果显示模型精度较高，能够满足实际应用中电力电子电路损耗评估的要求。1 静态部分建模 包括 SiC 功率 MOSFET 在内的半导体功率开关器件的静态特性主要包括转移特性与输出特性。为避免解析式拟合法精度不佳的问题，本文采用图表描点法对静态模型数据进行提取，即使用图形数据提取软件从规格书数据图表中提取不同测试条件下的转移特性、输出特性（包括第三象限特性）数据，而后对数据进行线性插值以构建静态模型。要准确建立 SiC 功率 MOSFET 的静态模型，需对“第三象限电流分离”和“沟道长度调制效应”这两个关键点加以分析。1.1 第三象限电流分离 规格书中的第三象限输出特性图表中的漏源电流Ids实际上是沟道电流、体二极管电流数据的叠加，因此需要对图表数据进行分离处理。SiC 功率MOSFET 的反向电流通路由两部分构成，以常用的N 沟道垂直双扩散金属氧化物半导体场效应晶体管（vertical double-diffused metal-oxide-semiconductor field-effect transistor,VDMOS）结构为例，SiC 功率MOSFET 结构与反向电流通路如图 1 所示。图 1 SiC 功率 MOSFET 结构与反向电流通路 通路的第部分是源极（Source）P+区N漂移区（N Drift）漏极（Drain）通路，即体二极管通路，这部分的通路可以等效为一个二极管，当漏源电压 Vds的反向值大到足以抵消其内建电势时便会导通。当漏源电压 Vds反向时，与漏极相接的N+区、N Drift 区相对于源极电势会下降，这造成 P区电位下降，从而造成等效 MOS 电压（栅极与 P区之间的电压）升高，使反型沟道提前形成，因而即使在栅源电压 Vgs等于零时沟道也会导通，形成反向电流的第通路，即 SourceN 沟道结型场效应晶体管（junction field-effect transistor,JFET）区（沟槽栅型 MOSFET 没有）N 漂移区Drain 的通路。一般地，沟道具有电阻特性，体二极管具有恒压特性，当反向 Vds较小时沟道通路占主导，当反向Vds较大时体二极管通路占主导。体二极管电流主要是过剩载流子扩散电流，伴有过剩载流子储存效应，进而体现为器件关断时的反向恢复行为。而沟道电流主要是多子漂移电流，对器件的反向恢复没有贡献。由于 SiC 材料禁带宽度大，体二极管内建电势相较 Si 器件更高，所以 SiC 功率 MOSFET 反向电流中沟道通路电流所占比例往往比 Si MOSFET 更大，这有利于 SiC 功率 MOSFET 的反向恢复表现。综上，由于两个通路的导通条件、电流电压关系及对反向恢复造成的影响不同，模型中需将两个通路分开考虑。规格书图表上一般提供 Vgs取不同值的若干条 Ids、Vds关系曲线。在第三象限数据图表中 Vgs最小值（一般为负值）的数据可以看作体二极管电流的数据，其他数据可以看作沟道、体二极管电流的叠加数据。将其他数据在对应 Vds下直接减去 Vgs最小值数据即可得到单独的负向沟道电流数据。将负向与正向沟道电流数据组合即可得到完整的沟道电流数据，再对数据进行二维线性插值即可得到静态沟道电流模型 Ids_ch(Vgs,Vds)。1.2 饱和区沟道长度调制效应 通常认为 MOSFET 器件在饱和区的转移特性不随 Vds改变而改变，实际情况却并非如此。实际中，MOSFET 器件的沟道长度会随 Vds增加而缩短，即具有沟道长度调制效应。由于器件小型化等原因，SiC MOSFET 中此效应明显强于传统 Si MOSFET，对于中低压的功率器件，其设计沟道长度更短，沟道长度调制效应更加明显9。理想的 MOSFET 器件饱和区 Ids的表达式为 2023 年 7 月 王克柔等 基于扩展规格书数据的 SiC 功率 MOSFET 建模 49 ()2dsnox0gsgsth12WICVVL=（1）式中：n为沟道中载流子迁移率；Cox0为单位面积栅氧电容；W 为沟道宽度；L 为沟道长度；Vgsth为开通门槛电压。式（1）中 Ids是一个与 Vds无关的函数，但在实际中，当器件工作在饱和区时，沟道、漏极之间的夹断区耗尽层厚度会随着 Vds的增大而增大，从而减小了有效沟道长度。当总沟道长度 L小到与耗尽层厚度可比时，该缩短效应就不可忽略。定义夹断区耗尽层长度与剩余有效沟道长度之比为Vds，则缩减后的沟道长度为L，表达式为 ds=1LLV+（2）以式（2）的L替换式（1）中的 L，得()()2dsnox0gsgsthds112WICVVVL=+（3）()()dsmnox0gsgsthdsgs1IWgCVVVVL=+（4）式中，gm为跨导。可见若考虑沟道长度调制效应，在相同的 Vgs下，随着 Vds的增大，Ids与gm均会增大。开关管在硬开关的过程中会经历高 Vds、高 Ids同时出现的时段，所以沟道长度调制效应会对其开关损耗造成显著影响。由于规格书中转移特性曲线往往在低 Vds下测得，其数据无法反映沟道长度调制 效应，故建立扩展的沟道电流模型ds_chI，即 ds_chdsds1ds_chdsds_chdsds1ds111IVVIVIVVV=+（5）式中：Vds1为规格书中转移特性曲线的测试电压；为待确定参数。越大，Ids在高 Vds值时上翘越明显。SiC MOSFET 沟道电流静态模型如图 2 所示。图 2 SiC MOSFET 沟道电流静态模型 1.3 沟道长度调制效应对开关损耗影响分析 为确定参数 取值，需要对 与开关损耗的关系进行分析。根据 MOSFET 开关过程的分段近似分析，开关管开通 Vds下降阶段表达式为10 Ldrv+gsthgmdsgdggdddIVVIgVtCR C=（6）式中：Ig为驱动电流；Cgd为栅漏电容；Vdrv+为驱动电压高电平；IL为负载/电感电流；Rg为驱动电阻。由式（4）、式（6）可知，越大，Vds变化速率越大。又因为开通过程中 Vds下降时 Ids已经上升完毕并恒定至 IL，Vds变化速率的增大会造成电压电流乘积变小，从而减小开通损耗 Eon，所以 与 Eon负相关。类似地，在开关管关断 Vds上升阶段有 LgsthdrvdsmggdddIVVVgtR C+=（7）式中，Vdrv为驱动电压低电平。同理可得，与关断损耗 Eoff正相关。以上分析所得 参数与开关损耗关系是后文中 参数校准的依据。2 等效极间电容建模 等效极间电容是 SiC 功率 MOSFET 模型的重要组成部分。首先，采用与提取沟道电流数据相同的方法，从规格书的输入电容、输出电容、反馈电容图表中提取数据，根据极间电容关系对数据进行计算即可得到基础的栅源电容模型 Cgs(Vds)、栅漏电容模型 Cgd(Vds)、漏源电容模型 Cds(Vds)。然而，以上电容模型仅反映 Vgs=0 时极间电容随 Vds的变化规律，无法体现开关动态过程中 Vgs变化对极间电容的影响，因此需要对极间电容在开关动态过程中的变化规律进行分析并对基础模型加以修正，才能得到更准确的极间电容模型。2.1 等效极间电容结构分析 SiC 功率 MOSFET 的等效简化结电容分布结构如图 3 所示。其中，Cox1、Cox2、Cox3分别为栅氧化层与 N+区、P 区、双极性结型晶体管（bipolar junction transistor,BJT）区正对面积所对应的等效栅氧电容，这些电容仅与栅氧层材料和器件结构、尺寸有关，可视为固定电容；Cch为等效沟道电容，其容值会随Vgs和 Vds发生变化；Cgd1为 BJT 区与漂移区等效电容，Cds1为漏源之间耗尽层等效电容，其容值均会50 电 气 技 术 第 24 卷 第 7 期 随 Vds发生变化。图 3 SiC 功率 MOSFET 等效简化结电容分布结构 根据以上结构，各极间等效电容表达式为 ox2chgsox11ox2chCCCCkCC=+（8）()ox32ox2gd1gdox32ox2gd1Ck CCCCk CC+=+（9）dsds1CC=（10）式中，k1、k2为反映 MOSFET 沟道状态对等效电容影响的变量。当 VgsVgsth时，栅氧层下反型沟道开始形成，沟道中载流子浓度很高，Cox2以一定的比例折算入 Cgs和 Cgd，k1、k2变成大于 0 的数值。沟道形成后，随着 Ids的增大，Vds也不断增大，当满足 VgsVgsth+Vds时，沟道漏端开始夹断形成夹断耗尽层，k2逐渐下降至趋近于 0。由以上分析可知，Cgs主要与 Vgs有关，Cgd与Vgs、Vds均有关，Cds则只与 Vds有关。所以对于 Cds，可直接使用从规格书提取的基础模型 Cds(Vds)；对于Cgs和 Cgd，则还需进一步分析其动态特性对开关损耗的影响，从而对模型加以修正。2.2 Cgs对开关损耗影响分析 Cgs可变部分即Cox2与Cch的串联电容的结构为典型的金属-氧化层-半导体（metal-oxide-semiconductor,MOS）结构，MOS 电容特性如图 4 所示。图 4 MOS 电容特性 当 Vgs远小于 0V 时，栅氧层下半导体表面处于多子（空穴）堆积状态，可变电容等效于栅氧电容Cox2；当 Vgs越过平带点靠近 0V 时，多子堆积逐渐减弱，栅氧层下半导体逐渐形成耗尽层空间电荷区，对应串联电容逐渐下降；当 Vgs进一步加大到 Vgsth（约等于 2 倍衬底费米电势F）时，半导体表面开始出现反型，串联电容逐渐变大，直至出现强反型形成高电导率的电子沟道。对于低频的情况，这时的串联电容又重新等效为栅氧电容 Cox2，如图 4 中曲线所示。对于高频的情况，反型层电子复合和产生速率相对 Vgs变化率来说很小，电荷积累无法跟上 Vgs变化速度，MOS 电容基本保持不变，如图 4中曲线所示。Cgs主要影响开关的开通、关断延迟时间，开通、关断换流时间，以及开通后饱和充电时间。其中，开通、关断换流时间对开关损耗有较大影响，在换流过程中 Cgs值越大开关损耗越大。SiC 功率MOSFET 的开关速度很快，换流时间可短至 10ns量级，在换流过程中的 Vgs变化可认为是高频快速变化，于是根据前文分析可以认为在换流期间 Cgs不随 Vgs变化而变化。对于开通延迟阶段，根据图 4，如果 Vgs从负压开始上升，那么 Cgs的动态特性会对开通延迟时间造成影响，导致开通延迟加大。对于关断延迟阶段，Vgs从高电平开始下降，其变化速度从慢速逐渐过渡到快速，期间 Cgs特性介于图 4 中曲线和曲线之间，总体会导致关断延迟加大。开通后饱和充电阶段类似于关断延迟阶段的逆过程，Cgs的动态特性对其影响也类同于关断延迟阶段。对于开关过程的其他阶段，Cgs则不会造成影响。本文建模目的主要在于开关损耗分析，不体现器件的开通、关断延迟时间，以及开通后饱和充电时间，所以可简化地将 Cgs取为固定值 Cgs(0)。如前文分析，这样的简化不会影响对器件换流、换压过程的动态评估，进而也不会影响损耗评估。2.3 Cgd对开关损耗影响分析及模型修正 由式（6）和式（7）可知，Cgd影响开关过程中电压变化期间的 Vds变化率，在开关管开通和关断过程中，Cgd大小与 Vds变化率总是呈负相关，所以 Cgd大小与开关损耗呈正相关。另一方面，Cgd对开关过程中除 Vds电压变化以外的其他阶段几乎没有影响，因此即使 Cgd在整个开关过程中随 Vgs的变化规律是非线性的，也可以简化地以一固定参数 kC表征其变化，即令 2023 年 7 月 王克柔等 基于扩展规格书数据的 SiC 功率 MOSFET 建模 51 gddsCgdds()()CVk CV=（11）其中 kC与开通损耗 Eon、关断损耗 Eoff均呈正 相关。3 体二极管建模 体二极管模型也是 SiC 功率 MOSFET 模型的重要组成部分。体二极管的特性对开关损耗影响很大，当开关管作为续流管反向导通时，其体二极管的静态特性影响器件的导通损耗；当开关管开通时，其对管的体二极管反向恢复特性又很大程度地影响本开关管的开通损耗，工作频率越高此影响越大。SiC功率 MOSFET 常工作在高开关频率，因此要建立能够准确评估开关损耗的 SiC 功率 MOSFET 模型就必须对体二极管进行足够精确的建模。3.1 反向恢复原理与集总电荷模型 二极管的反向恢复由过剩载流子存储效应造成。当二极管正偏时，由于载流子扩散运动一部分过剩载流子储存于靠近 PN 结的扩散区。当二极管外加电压反向时，扩散区储存的过剩载流子在外电场变化之下逐渐减少形成抽取电流，也就是所谓的反向恢复电流。当靠近 PN 结边界区域的过剩载流子消失时，PN 结耗尽层重新形成，开始阻断电流流动，剩余过剩载流子继续复合直至达到新的准平衡态而结束。集总电荷模型（lumped charge model,LCM）是一种经典而实用的二极管建模方式，具有较高的精度。其原理是通过对二极管内电荷分布进行集总近似，用等效后所得出的物理方程描述二极管特性11。对于 PIN 二极管，模型方程如式（12）式（14）所示。其中式（12）为集总电荷扩散电流方程，式（13）为载流子电荷控制方程，式（14）为 PN 结方程。EMM()()()qtqti tT=（12）MMd()()()dqtqti tt+=（13）EST()()exp12v tqtIV=（14）式中：i(t)为二极管电流；qE(t)为基区 PN 结边界电荷；qM为基区内部扩散电荷；TM为电荷运输时间；为电荷平均寿命；IS为二极管反向饱和电流；v(t)为二极管正向电压；VT为热电压。3.2 二极管集总电荷模型求参 模型中、TM、IS为待求参数，需根据实际的器件行为结果而求出。典型的体二极管反向恢复过程如图 5 所示。图 5 体二极管反向恢复过程 对于感性负载电路，在二极管反向恢复的第一阶段（0tt2近似认为电流下降斜率不变，故有 FM()i tIat=（15）式中：IFM为电流下降前二极管正向电流；a 为电流下降斜率绝对值。将式（15）代入式（13）构成一个一阶线性常系数微分方程。对于微分方程所描述的系统，将qM视为待求变量，将 i(t)视为输入函数。将 t=0、i(0)=IFM代入式（13）得到初始条件qM(0)=IFM，于是可以求得qM的通解表达式为 MFM()exptqtIat=+（16）将 t=t2、i(t2)=IRM及式（16）代入式（13）得 2FM2M RMexptIatT I+=（17）式中，IRM为反向恢复电流峰值。在反向恢复第二阶段（tt2），基区 PN 结边界区域过剩载流子耗尽，即qE=0，将其代入式（12）可得 i=qM/TM，仅与qM有关，将其代入式（13）得到关于qM的一阶线性常系数齐次微分方程，边界条件为qM(t2)=IRMTM，于是求解得到 2MRM Mrr()expttqtIT=（18）式中，rr为由 和 TM所构造出的反向恢复时间常数，其关系为 52 电 气 技 术 第 24 卷 第 7 期 rrM111T=+（19）由式（18）可见，在此阶段中qM以rr为时间常数按指数衰减，相应地，i 也按指数衰减。一般将反向电流衰减至反向峰值电流的 1/10 作为反向恢复时间的度量标准，令该时间为 t3，则有 32RMRMrr1exp10ttII=（20）式（20）中 t3t2的值可由规格书中反向恢复时间 trr、反向恢复电流峰值 IRM及其测试条件 a、IFM算得。于是由式（20）可求得rr，将rr代入式（17）、式（19）就可求得模型的时间常数参数 和 TM。然后根据器件规格书中的静态特性数据结合式（14）即可求出模型的反向饱和电流参数 IS。3.3 考虑结电容的二极管集总电荷模型 3.2 节中的模型求参过程未考虑二极管的结电容即 PN 结耗尽层势垒电容的影响。对于普通硅二极管或硅快恢复二极管，其反向恢复情况较为恶劣，储存电荷抽取所造成的电流通常远大于结电容充电电流，在这种情况下忽略结电容充电电流 iCj是合 理的。由于 SiC 材料本身特性及器件厂商对反向恢复指标的优化设计，SiC 功率 MOSFET 的反向恢复时间往往很短，反向恢复电流也很小，反向恢复电荷量与结电容充电电荷量相比相差不大12。器件规格书中所测的最大反向峰值电流实际上是由 i 和结电容电流 iCj叠加的结果。图 5 中 itot=i+iCj为二极管总电流，阴影部分表示结电容充电电荷QCj的贡献。如果直接根据规格书中经测试得到的反向恢复数据求取二极管集总电荷模型参数，然后构造模型并进行仿真评估，显然会造成开关损耗评估结果偏大。考虑结电容 Cj影响的二极管电流方程为 totjjd()()()()()()dCv titi titi tC vt=+=+（21）结电容充电发生在反向恢复第二阶段，将qE=0条件代入式（21）发现 iCj与qM之间没有耦合关系，于是可以对 i 和 iCj单独分析后进行叠加。从器件规格书中读取结电容存储能量 Eoss的值，应用恒电容近似，则存储电荷QCj=2Eoss/VDD，其中 VDD为规格书中的反向恢复参数和结电容存储能量所对应的测试电压。再对电容充电电流进行三角形近似，认为结电容电流 iCj在整个第二阶段内先线性增长到结电容电流峰值 ICjM再线性减小到 0，即可得到 ICjM估算值表达式为()ossjMDD324CEIVtt=（22）算得 ICjM后，再将规格书中的反向电流峰值减去 ICjM之后得到的纯反向恢复电流峰值 IRM代入 3.2节 LCM 求参公式中进行计算，即可得到更加准确的体二极管模型参数。4 模型在仿真软件中的实现 4.1 模型整体架构 本文所建立模型可在 PSIM、PLECS 等图形化仿真软件中实现，仿真模型的结构如图 6 所示。图 6 仿真模型结构 图 6 中，RG(int)为内部电阻，是规格书提供的器件参数；极间电容 Cgd(Vds)、Cds(Vds)模块由仿真软件中的一维线性插值表功能模块（1-D Table）和可变 电容实现；沟道电流()ds_chgsds,IVV模块由 2-D Table和可控电流源实现。上述模块的输入是实时的 Vgs和Vds值。其中包含参数、kC的()gddsCV、()ds_chgsds,IVV模块可由不含参数的 1-D Table、2-D Table 加一级参 数处理模块组合搭建，参数处理模块可由仿真软件自带的 C 语言模块（C-Script）或分立逻辑模块实现，如此可以避免建模过程中 1-D Table、2-D Table 数据表的反复更新，方便模型的参数设置和校准。4.2 体二极管模型实现 体二极管模型基于上述集总电荷模型搭建，采用仿真软件中的理想元器件描述模型方程，以提升仿真速度和保证收敛性。体二极管仿真模型结构如图 7 所示。图 7 中，二极管实时电压 v 经过qE(v)函数模块转化为qE，再经过式（12）的运算转化为二极管电流 i。L1、R1分别赋值 1p.u.、1/，受控电压源 CVS1的参考值设为二极管电流 i，从而根据 L、R 元件特 2023 年 7 月 王克柔等 基于扩展规格书数据的 SiC 功率 MOSFET 建模 53 图 7 体二极管仿真模型结构 性和基尔霍夫定律，下边环路的电压电流关系构成式（13）的关系。最后将 i 值传给受控电流源 CCS1，CCS1的两端规定为二极管的 A 和 K，就实现了体二极管 LCM 的建立。4.3 模型参数校准 本文所述模型的待校准参数为 和 kC，由前文分析已得知模型参数和器件开关损耗的相关性见表1。表 1 模型参数与器件开关损耗相关性 模型参数变化 Eon变化 Eoff变化 kC 由表 1 可以推出：对任意一组给定的 Eon、Eoff值，总能找出一组模型的、kC参数使模型仿真得到的开通、关断损耗结果与之相等（偏差在足够小的范围之内）。参数校准流程如下：1）根据规格书搭建双脉冲测试（double pulse test,DPT）仿真电路，将测试条件设为与规格书损耗测试条件一致。2）选择一电压、电流值作为校准的工作点，该工作点需要在规格书提供的 Eon、Eoff数据表范围内。3）运行仿真，测量选定工作点的 Eon、Eoff。4）将仿真 Eon、Eoff结果与规格书对比，若整体偏大（偏小）则增加（减小）kC；若 Eon与 Eoff的比值偏大（偏小）则增加（减小）。5）重复上一步直至所测得 Eon、Eoff与规格书Eon、Eoff数据偏差足够小。5 模型验证 5.1 仿真验证 在 PLECS 中搭建 DPT 仿真电路。开关管建模对象选择 Wolfspeed 公司 1 200V、75m 的 SiC 功率 MOSFET C3M0075120K。DPT 电路参数按照器件规格书中的参数设定：功率电感 L=156H，回路杂散电感 Ltrace=16nH，外部门极驱动电阻 RG(ext)=0，Vgs=4V/15V，器件结温 Tj=150。校准后的模型参数见表 2。表 2 校准后的模型参数 模型参数 数值 0.002 9 kC 2.85/s 9.2109 TM/s 3.5109 IS/A 3.51049 DPT 续流管在体二极管正向电流 IF=20A、测试电压 VDD=800V、电流下降斜率 a=3 600A/s 工况下的反向恢复过程仿真波形如图 8 所示。图 8 反向恢复过程仿真波形 图 8 中，itot为上管体二极管总电流；i 为不含结电容电流的体二极管电流；Vgs和 Vds分别为下管栅源电压和上管漏源电压。仿真所得 IRM、trr值（trr=23.1ns，IRM=18.15A）与规格书中数据（trr=20ns，IRM=18A）吻合良好，同时可见仿真结果体现了 iCj对 IRM的贡献，与前文分析相符合。在不同工况下，设定不同电路参数进行多次仿真，所得开关损耗仿真结果与规格书图表数据的对比如图 9 所示。由仿真结果可见，仿真得到的开关损耗在不同Ids、Vds、RG(ext)条件下均与规格书实测数据吻合良好，二者的多点平均绝对值误差率为 6.7%，说明模型同时具备高精度和宽工作范围。为验证模型对于不同器件的普适性，对三个型号的 SiC 功率 MOSFET 器件进行建模，并对比损耗 54 电 气 技 术 第 24 卷 第 7 期 （a）Vds=600V,RG(ext)=0 （b）Vds=800V,RG(ext)=0 （c）Vds=800V,Ids=20A 图 9 开关损耗仿真结果与规格书数据的对比 仿真结果与规格书数据的误差。每个器件中取 Eon、Eoff各 4 个共 8 个数据点（结温 Tj、VDD、RG(ext)等根据各自规格书上条件设定）计算平均绝对值误差率，不同器件模型参数和损耗误差见表 3。表 3 不同器件模型参数和损耗误差 器件型号 C3M0075120K IMZ120R060M1H IV1Q12080T4损耗校准点 800V,40A RG(ext)=0 Tj=150 800V,20A RG(ext)=2 Tj=175 800V,20A RG(ext)=3.3Tj=25/s 9.2109 1.1109 1.1109 TM/s 3.5109 7.8109 5.5109 IS/A 3.51049 4.31049 3.91049 kC 2.85 1.80 2.10 0.002 9 0.000 1 0.002 1 平均 误差率/%6.7 9.7 3.1 由表 3 可见，不同器件建模仿真预测的开关损耗和规格书实测损耗的总体平均误差小于 10%，说明模型对不同器件具有较强的普适性，可以满足实际工程应用中对器件进行损耗评估的需求。其中IMZ120R060M1H 为沟槽栅型器件，其 参数明显小于另外两个平面栅器件，意味着其输出特性曲线在大电压时并未呈上升趋势，这样的特点应是由其沟槽栅结构所造成；器件的平均损耗误差为 9.7%，大于两个平面栅型器件的 6.7%和 3.1%，但仍在可接受范围之内。5.2 实验验证 基于双向 Buck-Boost 电路搭建实验平台对模型进行实验验证，Buck-Boost 实验电路如图 10 所示。图 10 Buck-Boost 实验电路 图 10 中，上下管器件Qup、Qdn均采用 SiC 功率 MOSFET C3M0075120K，器件模型参数按表 2给定。仿真电路采用与实验电路相同的电路参数，见表 4。其中，fsw为开关频率；Thsk为散热器温度；Pout为电路输出功率；tdeadtime为死区时间。使电路工作在 Boost 模式，器件驱动信号的占空比根据 Vin、Vout和 tdeadtime设置，上下管驱动互补工作。表 4 Buck-Boost 实验电路参数 电路参数 数值 Lp/H 600 Vin/V 320 Vout/V 740 Lg/nH 7 Pout/W 4 800 tdeadtime/ns 500 fsw/kHz 32 Vdrv/V 1.7/+15 Cgs(ext)/nF 1 Ls/nH 10 Thsk/25 在门极开通电阻 Rgon=10、门极关断电阻 Rgoff=5 及门极开通电阻 Rgon=20、门极关断电阻 Rgoff=10 的驱动参数下分别进行仿真和实验对比。实验中用带宽 100MHz 高压差分探头对开通、关断过程中的下管 Vgs、Vds信号进行采样13。得到仿真与实验波形对比如图 11 所示，其中实线为实验波形，虚线为仿真波形。在开通和关断过程中，实验波形上都出现高频振荡，振荡主要由电路杂散参数和测量噪声造成，其对开关损耗的影响可以忽略不计。由图 11 可见，2023 年 7 月 王克柔等 基于扩展规格书数据的 SiC 功率 MOSFET 建模 55 （a）开通波形对比 （b）关断波形对比 图 11 仿真与实验波形对比 仿真所得结果中的 Vgs、Vds的变化率及 Vgs、Vds之间的延迟时间与实验结果吻合度高，仿真波形能够准确反映实际器件的开关动态过程和开关损耗。6 结论 本文对所提出的 SiC 功率 MOSFET 建模方法进行了阐述，并介绍了模型在仿真软件中的实现方法。对多种 1 200V 商用 SiC 功率 MOSFET 进行建模并搭建仿真电路，将仿真结果与规格书、实验结果进行对比，结果显示所建立的模型与实际器件特性吻合度高，能够满足电力电子电路损耗评估的需求。参考文献 1 李鑫,罗毅飞,史泽南,等.一种基于物理的 SiC MOSFET 改进电路模型J.电工技术学报,2022,37(20):5214-5226.2 STARK R,TSIBIZOV A,KOVACEVIC-BADSTUEBNER I,et al.Gate capacitance characterization of silicon carbide and 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