基于电磁带隙结构的四路双频带滤波功分器.pdf

收稿日期:2022-11-11基金项目:国家自然科学基金(61701195)通信作者:郭瑜,副教授,博士,主要从事高性能滤波器、传感器及系统的研究。E-mail:guoyu 电子元件与材料Electronic Components and Materials第 42 卷Vol.42第 6 期No.66 月Jun2023 年2023基于电磁带隙结构的四路双频带滤波功分器任鼎新,周 勇,郭 瑜(江南大学 物联网工程学院,江苏 无锡 214122)摘 要:针对无线通信系统对微波器件多频段、多通道的应用需求,基于电磁带隙结构,提出了一款四路应用的小型双频滤波功分器。该滤波功分器由八对电磁带隙(Electromagnetic Bandgap,EBG)谐振器、隔离电阻以及隔离网络构成,同时实现功率分配和频率选择的功能。由于引入外部集总电容器,通过改变电容值可以独立控制每个通带的工作频率。其次,磁场主要集中于谐振器的谐振金属柱周围,减小了通带间的信号干扰,从而实现较好的通带间隔离。此外,采用奇偶模分析和耦合矩阵综合方法设计了该功分器的双通带响应。最后为验证设计的有效性,加工制作了一款四路双频带滤波功分器,两个通带中心频率分别工作于 2.18 GHz 和 3.23 GHz,最小插入损耗分别为 1.44dB 和 2.63 dB。实测结果与仿真结果基本吻合。关键词:电磁带隙谐振器;滤波功分器;四路;双频带中图分类号:TN713文献标识码:ADOI:10.14106/ki.1001-2028.2023.1678引用格式:任鼎新,周勇,郭瑜.基于电磁带隙结构的四路双频带滤波功分器 J.电子元件与材料,2023,42(6):714-721.Reference format:REN Dingxin,ZHOU Yong,GUO Yu.Four-way dual-band filtering power divider based onelectromagnetic bandgap structure J.Electronic Components and Materials,2023,42(6):714-721.Four-way dual-band filtering power divider based on electromagneticbandgap structureREN Dingxin,ZHOU Yong,GUO Yu(School of Internet of Things Engineering,Jiangnan University,Wuxi 214122,Jiangsu Province,China)Abstract:To meet the multiband and multichannel requirements of microwave devices in wireless communication systems,a compact dual-band filtering power divider was proposed for four-way applications based on electromagnetic bandgap(EBG)structure.The filtering power divider was consisted of eight pairs of EBG resonators,isolation resistors,and anisolation network.The proposed filtering power divider realized the functions of power splitting and frequency selection.It waspossible to independently control the central frequency of each passband by changing the capacitance.Secondly,the magneticfield mainly surrounded the resonate posts,which reduced the signal interference between passbands and achieved better band-to-band isolation.In addition,the dual-band response of the presented power divider was designed by using the odd-evenmode analysis method and coupling matrix synthesis.Finally,a four-way dual-band filtering power divider was fabricatedand measured.The central frequencies of the two passbands are 2.18 GHz and 3.23 GHz,and the minimum insertion lossesare 1.44 dB and 2.63 dB,respectively.The measured results are in good agreement with the simulation results.Keywords:electromagnetic bandgap resonator;filtering power divider;four-way;dual-band 随着无线通信系统的爆炸式发展,导致对小型、低成本、易于集成的高性能射频器件的需求不断增加。功分器作为一个无源微波器件,广泛应用于现代射频和微波电路中。Wilkinson1和 Gysel2功分器是两种常见的功率分配拓扑结构。值得注意的是,传统的Wilkinson 和 Gysel 功分器具有相对较差的频率选择性。与此同时,带通滤波器能够选择所需频段的信号并滤除无关的信号,在微波电路中扮演着重要角色。为了任鼎新,等:基于电磁带隙结构的四路双频带滤波功分器提高功分器的频率选择性,通常在输出端口级联额外的带通滤波器来实现信号滤波,但是这将增加电路尺寸和因器件级联阻抗不匹配产生的额外损耗。因此,能够同时实现频率选择和功率分配双重功能的器件受到了极大关注。近年来,研究人员对滤波功分器做了一些探索,提出了各种高性能滤波功分器以实现小型化3、多频带4-7、高频率选择性8以及宽带等9。但是,大部分报道的滤波功分器主要用于两路应用。对于多路应用,仅有少数多路滤波功分器被提出。通过在传统的四路 Wilkinson 功分器中加载多个短截线,Zhu 等10和 Zhao 等11实现了四路宽带滤波功分器。Zhu 等提出的宽带滤波功分器具有高频率选择性和宽阻带,但是输出端口隔离仅优于 13 dB。Zhao 等提出的宽带滤波功分器具有良好的输出端口隔离特性,但是输入回波损耗仅优于 12 dB。Zhang 等12提出了一种基于共享耦合多模谐振器拓扑结构的宽带四路微带滤波功分器,然而其具有较大的电路尺寸。通过将源耦合到四条路径中的多个传输线谐振器或集总 LC谐振器,Zhu 等13提出了一款四路可重构滤波功分器。不幸的是,上述滤波功分器基于微带线技术实现,由于波长的限制,通常占据较大电路面积且存在高阶杂散响应。此外,基于基片集成波导结构,Moznebi等14提出了一款高性能四路滤波功分器。然而,该滤波功分器由多层介质基板组成,需要较高的加工精度。电磁带隙谐振器/滤波器15-18由于其高固有品质因数、成本低、易于与射频前端器件集成等优势,受到了大量关注。本文基于电磁带隙结构,提出了一款四路双频带滤波功分器。首先滤波部分由八对电磁带隙谐振器构成,该滤波部分在实现滤波响应和阻抗匹配方面起着重要作用。其次,电磁带隙谐振器由于引入外部集总电容器,通过改变电容值可以灵活地调节滤波功分器的工作频率。此外,电磁带隙谐振器的磁场主要集中在谐振金属柱周围,减少了通带之间的信号干扰,因此实现了良好的通带间隔离性能。值得注意的是,通过合理放置隔离电阻和并联 RC 隔离网络,实现了输出端口之间的良好隔离。最终制备了一款四路双频带滤波功分器,并进行了实际测试,验证了设计方法的可行性。1 电路结构和耦合方案本文提出的四路双频带滤波功分器结构如图 1 所示。该四路双频带滤波功分器由一个修改的威尔金森功分器、八对电磁带隙谐振器以及四个与输入端口具有相同特性阻抗的传输线组成。其次,通过底部金属层的空心隔离环将环内外金属隔开,用来安装集总电容器,正如图 1(a)所示。集总电容器与金属柱并联连接形成 LC 谐振,通过改变电容值大小,可以灵活控制双频带滤波功分器的工作频率。如图 1(b)所示,两个隔离电阻 R2加载在相邻输出端口传输线之间,一个并联 R1C1隔离网络加载在修改的威尔金森功分器传输线之间,以实现输出端口之间的高隔离特性。此外,能量传输和耦合电路设计在顶部金属层。能量由共面波导(Coplanar Waveguide,CPW)功分器传输并经过 CPW 转槽线结构,高效地耦合到所有电磁带隙谐振器中。由于所提出的滤波功分器具有双频带滤波响应,传统的CPW 转槽线结构已经不能满足所需的宽带能量耦合。因此,通过圆形开路槽线实现宽带能量传输与耦合。图 1 四路双频带滤波功分器的结构图。(a)3D 图;(b)俯视图Fig.1 Configuration of four-way dual-band filtering powerdivider.(a)3D view;(b)Top view517电子元件与材料图 2 为所提出的四路双频带滤波功分器的耦合路径方案。在偶-偶模式的激励下,四路双频带滤波功分器的耦合方案等效于一个二阶双频带通滤波器,如图 3 所示。其中,每个节点代表一个 LC 谐振器,而S/L 分别代表输入和输出端口。滤波功分器的第一和第二通带分别通过一对电磁带隙谐振器(1,2)和(3,4)实现,MC则表示两个谐振器之间为磁耦合。图 2 四路双频带滤波功分器的耦合路径方案Fig.2 Coupling scheme of four-way dual-band filteringpower divider图 3 二阶双频带滤波器的等效耦合结构Fig.3 Equivalent coupling scheme of two-order dual-band filter2 设计与分析2.1 四路双频带滤波功分器的滤波响应分析图 4 为所提出的四路双频带滤波功分器的等效电路模型。由于该滤波功分器是对称结构,因此使用奇偶模 分 析 方 法 进 行 设 计。结 构 的 S 参 数 可 以 表示为19:S21=S21ee/2(1a)S22=S22ee+S22oe+2S22eo()/4(1b)S23=S22ee+S22oe-2S22eo()/4(1c)S24=S22ee-S22oe()/4(1d)式中:下标 o 和 e 分别代表奇模和偶模等效子电路。图 5 为四路双频带滤波功分器的四分之一等效电路。其中两条不同特性阻抗(Z1/Z2)和电长度(1/2)的传输线,分别等效于图 1 所修改的威尔金森功分器中两条不同长度(L2/L3)的 CPW 传输线。2在 f0处等于/2,其中,f0为(f1+f2)/2,f1、f2分别为滤波功分器第一和第二通带的工作频率。在偶-偶模式激励下,滤波功分器的四分之一等效电路为一个二端口双频带通滤波器,正如图 5(a)所示,双频带通滤波器的传输系数表示为 S21ee。因此首先分析偶-偶模式激励下等效电路的滤波响应,其次根据其他模式激励下的等效电路分析输出端口隔离和匹配。由于滤波功分器的工作频率取决于集总电容器的电容值,因此可以通过改变集总电容器来调节工作频率。图 6 显示了滤波功分器两个通带的中心频率 f1、f2分别随集总电容器 CL1和 CL2的变化曲线。结果表明,保持 CL2不变,当 CL1从 5 pF 逐渐增加至 7 pF 时,中心频率 f1不断减小,而第二通带中心频率 f2基本保持不变。同理,保持 CL1不变,当 CL2从 1.7 pF 增加至2.1 pF 时,中心频率 f2逐渐减小,而第一通带中心频率 f1基本不变。因此,双频带滤波功分器每个通带的中心频率可以通过改变集总电容器分别进行独立调节。在四路双频带滤波功分器设计中,中心频率 f1、f2和 3 dB 相对带宽分别设置为 2.16 GHz,3.35 GHz 和5.5%,4.4%,两个通带中心频率处的回波损耗分别设置为 30 dB,20 dB。忽略两个通带之间的相互影响,因此首先根据耦合矩阵综合方法20分别获得通带一的耦合矩阵 M1和通带二的耦合矩阵 M2。M1=01.663001.66302.856002.85601.663001.6630(2)M2=01.225001.22501.658001.65801.225001.2250(3)对于设置的中心频率 f1、f2,根据图 6 可以选择集总电容 CL1和 CL2分别为6 pF 和 2 pF。谐振器之间的耦617任鼎新,等:基于电磁带隙结构的四路双频带滤波功分器合系数 K12 i(i=a,b)可以由公式(4)计算得到21。K12i=f202-f201()/f202+f201()(4)式中:f01,f02为输入/输出端口弱耦合情况下提取的谐振器耦合产生的两个分离的谐振频率值。通过改变两个谐振器之间耦合金属柱的直径来满足所需的耦合系数。图 7 给出了两个通带的耦合系数 K12a、K12b分别随金属柱直径 D1和 D2的变化曲线。图 4 四路双频带滤波功分器的等效电路模型Fig.4 Equivalent circuit model of four-way dual-band filtering power divider图 5 四分之一等效电路。(a)偶-偶模式;(b)偶-奇模式;(c)奇-偶模式Fig.5 Quarter equivalent circuits.(a)Even-even mode circuit model;(b)Even-odd mode circuit model;(c)Odd-even mode circuit model 此外,外部 Q 值可以由公式(5)计算得到21:Q=1/FBWM2Si()(5)式中:FBW 为相对带宽;MSi是源和第 i 个谐振器之间的归一化耦合系数。通过调整槽线长度 S1、d1,可以获得不同的外部品质因数。717电子元件与材料图 6(a)中心频率随 CL1的变化;(b)中心频率随 CL2的变化Fig.6(a)Variation of the center frequency with CL1;(b)Variation of the center frequency with CL2图 7 耦合系数 K12a、K12b分别随 D1、D2的变化Fig.7 Variation of coupling coefficients K12aand K12bwithD1and D2respectively图 8 给出了所提取的外部品质因数随不同槽线长度 S1、d1的变化曲线。为了实现所需的外部品质因数,根据图 8 选择原始的槽线长度 S1、d1。综上所述,可以获得该滤波功分器的初始物理参数,并进一步微调以实现最佳的滤波响应。图 8(a)Qe-ina、Qe-outa随 S1的变化;(b)Qe-inb、Qe-outb随 d1的变化Fig.8(a)Variation of Qe-inaand Qe-outawith S1;(b)Variationof Qe-inband Qe-outbwith d12.2 四路双频带滤波功分器的隔离特性分析一旦确定了滤波响应,可以通过奇/偶模分析方法选择合适的隔离电阻R2和并联RC 隔离网络,来实现输出端口之间的隔离和匹配。根据公式(1b)(1d),首先确定隔离网络 R1和 C1的大小,其次确定隔离电阻 R2的值。图 9(a)和(b)分别展示了图5(a)和(c)的简化电路。为了实现非相邻输出端口之间的良好隔离,可以得出以下条件10:Zinee=Zinoe(6)式中:Zinee和 Zinoe分别为图 9(a)和(b)等效电路的输入阻抗。为了简化设计,1设置为 29,物理尺寸 L2和 W2最初分别设置为 6.05 和 0.6 mm,特征阻抗 Z1为 80.7。因此,C1可以根据条件(6)计算得到公式(7)。C1=2Z0R1Z1tan1(7)817任鼎新,等:基于电磁带隙结构的四路双频带滤波功分器式中:Z0为 50 的端口阻抗;为 2f0。如前所述,选择 R1为 100,由公式(7)计算得到 C1的初始值为1.3 pF。图 10 为非相邻输出端口隔离 S24随不同隔离电阻 R1以及隔离电容 C1的变化曲线。因此根据图 10选择 R1=100,C1=0.7 pF。图 9 简化等效电路。(a)偶-偶模式;(b)奇-偶模式Fig.9 Simplified equivalent circuits.(a)Even-even modecircuit model;(b)Odd-even mode circuit model图 10(a)S24随隔离电阻 R1的变化;(b)S24随隔离电容 C1的变化Fig.10(a)Variation ofS24with isolation resistance R1;(b)Variation ofS24with isolation capacitance C1在确定隔离网络 R1和 C1之后,由于所提出的滤波功分器具有两个通带,使用 Z 矩阵法计算端口 2 的输入阻抗极其复杂。因此,采用参数调节的方法来确定隔离电阻 R2以及偏移位置 d的值。图 11 为 S22和S23随隔离电阻 R2以及偏移位置 d的变化曲线。因此根据图 11 选择 R2=90,d=2 mm。图 11(a)S22和 S23随隔离电阻 R2的变化;(b)S22和 S23随偏移位置 d的变化Fig.11(a)Variation ofS22andS23with isolationresistance R2;(b)Variation ofS22andS23with offset position d图 12(a)给出了该四路双频带滤波功分器在中心频率 f1处的仿真磁场分布。结果表明磁场主要集中在谐振金属柱周围,减小了通带间的信号干扰。其次,信号经过四个分路中的耦合电磁带隙谐振器,从输入端口等功率分配到四个输出端口。此外,沿对称平面放置的金属柱可以很好地抑制相邻分路中电磁能量的干扰,有效增强了滤波功分器的滤波响应。图 12(b)展示了四路双频带滤波功分器在中心频率 f1处的仿真电场,结果表明电场主要集中在安装集总电容器的空气槽周围。经过仿真软件 HFSS 优化之后,滤波功分器的物理参数最终确定如下:L1=4 mm,L2=6.05 mm,L3=19.205 mm,L4=11.935 mm,W1=2.2 mm,W2=0.6mm,W3=1.05 mm,W4=1.1 mm,W5=2.2 mm,D1=0.9 mm,D2=1.04 mm,S1=3.88 mm,d1=3.15mm,d2=2.9 mm,d=2 mm,DC=3.2 mm,DS=2.6mm,WS=0.3 mm,G=1 mm,g=0.38 mm,Sx=5mm,Sy=6 mm,Rp=1.3 mm,R1=100,C1=0.7pF,R2=90。917电子元件与材料图 12 滤波功分器的电磁场分布。(a)磁场;(b)电场Fig.12 Electromagnetic field distribution of filteringpower divider.(a)Magnetic field;(b)Electric field3 仿真与测试结果本文所提出的四路双频带滤波功分器选择厚度为1.524 mm,相 对 介 电 常 数 为 3.48,损 耗 角 正 切 为0.0037 的 Rogers RO4350 基板。此外,由于其小尺寸以及相对较高的 Q 值,选择 ATC600L 0402 系列集总电容器。为了验证设计方案的准确性,使用两层 PCB 工艺对该四路双频带滤波功分器进行了加工制作。图 13 为所制作的四路双频带滤波功分器的实物图,电路整体尺寸约为 0.356g 0.465g,其中 g为 2.18 GHz 的波长。图 14 为该四路双频带滤波功分器的仿真和测试结果。仿真结果与实测结果吻合良好,但存在较小偏差,这是由加工精度、SMA 接头的损耗以及电容的容差所造成的。测试的四路双频带滤波功分器的中心频率分别是 2.18 GHz 和3.23 GHz,最小插入损耗分别为1.44 dB和 2.63 dB,中心频率处的输入回波损耗分别为 19.93dB 和 20.35 dB。在中心频率处,测量的两个通带输出隔离 S23分别为 30.62 dB 和 12.9 dB,而 S24在整个测量频率范围内优于 17.17 dB。与此同时,在 3.5710.0 GHz 的频率范围内,阻带抑制优于 31.4 dB。图 13 四路双频带滤波功分器的加工实物图。(a)正面图;(b)背面图Fig.13 Photographs of fabricated four-way dual-band filteringpower divider.(a)Top view;(b)Bottom view图 14 四路双频带滤波功分器的仿真及测试结果。(a)S11,S21和 S31;(b)S22,S33,S23和 S24;(c)宽频带频率响应的测试结果Fig.14 Simulated and measured results of four-way dual-bandfiltering power divider.(a)S11,S21andS31;(b)S22,S33,S23andS24;(c)Thefrequency response of the fabricated filteringpower divider in the wideband027任鼎新,等:基于电磁带隙结构的四路双频带滤波功分器表 1 展示了本研究滤波功分器与已有文献中双频滤波功分器的性能对比。可以发现,本文所设计的四路双频滤波功分器拥有宽阻带、多通道以及小尺寸等良好的性能。表 1 与文献中现有双频滤波功分器对比Tab.1 Comparisons with some related dual-bandfiltering power dividers文献中心频率 f1/f2(GHz)插入损耗(dB)回波损耗(dB)阻带抑制(dB)尺寸(g)结构42.5/3.51.53/1.3317/1715(3.2 f1)0.60.47微带线51.57/2.890.9/1.119/1718.2(3.89 f1)0.520.28微带线62.3/3.51.2/1.517.6/21.430(3.04 f1)0.370.28微带线711.24/13.671.4/2.217.8/18.4-1.161.29基片集成波导本文2.18/3.231.44/2.6319.93/20.3531.4(4.59 f1)0.3560.465电磁带隙4 结论本文基于电磁带隙谐振器,提出了一款四路双频带滤波功分器。滤波响应通过集成多对电磁带隙谐振器来实现,通过改变外部电容值灵活控制每个通带的工作频率。此外,本文提供了详细设计步骤和分析方法来设计四路双频带滤波功分器,通过仿真和实测结果验证了设计方法的有效性。最终所制作的四路双频带滤波功分器的两个通带中心频率分别为 2.18 GHz 和3.23 GHz,最小插入损耗分别为 1.44 dB 和 2.63 dB。该四路双频带滤波功分器由于其良好的带外抑制、小尺寸和易于制备等优势,在无线通信系统中拥有巨大的应用潜力。参考文献:1Wilkinson E J.An n-way hybrid power divider J.IRE Transactionson Microwave Theory and Techniques,1960,8(1):116-118.2Gysel U H.A new n-way power divider/combiner suitable for high-powerapplications C /1975IEEEMTT-SInternationalMicrowave Symposium.NY,USA:IEEE,1975:116-118.3Zhang X Y,Liu X F,Li Y C,et al.LTCC out-of-phase filteringpower divider based on multiple broadside coupled lines J.IEEETransactionsonComponents,PackagingandManufacturingTechnology,2017,7(5):777-785.4Chen L,Wei F,Cheng X Y,et al.A dual-band balanced-to-balanced power divider with high selectivity and wide stopband J.IEEE Access,2019,7:40114-40119.5Zhang G,Wang J P,Zhu L,et al.Dual-band filtering power dividerwith high selectivity and good isolation J.IEEE 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