基于全桥的正弦逆变控制器.doc

摘 要本文将介绍一个全桥逆变器，其基本电路结构是由四个N沟道的MOS管和专门的MOS管驱动芯片IR2110组成的全桥电路。由于H桥电路属于高压大电流所以本文通过光耦实现对控制电路的隔离。通过单片机产生的PWM开关信号来控制H桥的上管，产生的SPWM调制信号来控制H桥的下管，然后通过LC滤波来实现DC到AC的转化.为了有稳定的正弦波输出本文还采用了电压反馈。关键词：LNK304、SPWM、死区、浮地、DC-DC转化芯片.一、引言逆变器（inverter）是把直流电能（电池、蓄电瓶）转变成交流电（一般为220v50HZ正弦或方波)。应急电源，一般是把直流电瓶逆变成220V交流的。通俗的讲,逆变器是一种将直流电（DC）转化为交流电（AC）的装置.它由逆变桥、控制逻辑和滤波电路组成。广泛适用于空调、家庭影院、电动砂轮、电动工具、缝纫机、DVD、VCD、电脑、电视、洗衣机、抽油烟机、冰箱,录像机、按摩器、风扇、照明等 .不过本文设计的是24V交流输出的逆变器。二、项目背景及意义生活中我们通常用到的用电设备都是由24V交流电源供电，况且电网只能提供220V的交流电，这时我们就需要由逆变器吧各种直流电源逆变为24V交流电源，为用电器供电，对于这个移动的社会在移动的状态中，人们不但需要由电池或电瓶供给的低压直流电，同时更需要我们在日常环境中不可或缺的24伏交流电，逆变器就可以满足我们的这种需求。三、任务要求（1）在交流供电U1=36VAC和直流供电U1=36VDC两种情况下，保证输出电压U2=24VAC,且保证其频率为501Hz，额定输出电流1A;（2）交流供电时，电源达到以下要求:1）电压调整率：满载条件下，U1从29VAC增加至43VAC，U2变化不超过5； 2）负载调整率：U1=36VAC、U2=24VAC，从空载到满载,U2变化不超过5%；（3） 具有输出短路保护功能。（4） 满载条件下，输出为正弦波，失真度不大于5%。逆变器设计的总体框架图：图一：总体框架图四、逆变硬件电路的设计（1）H桥半桥逆变功率转换主电路与全桥电路的区别就是，用另外两只电容代替两个同样的开关管，即由 2 只开关管和电容组成逆变开关电路。从电路图上可以很方便的看出一点明显的区别,就是开关管的数量不同。半桥式电路的开关管数量少,成本也就相应的低。全桥式电路有4 只开关管，需要两组相位相反的驱动脉冲分别控制两对开关管，那就难免导致驱动电路的复杂。半桥式电路由于只有两只管子,没有同时通断地问题,且其抗不平衡能力强，也就是说对 duty 的要求不是很高,所以驱动电路相对于全桥就简单很多。半桥和全桥电路的适用场合也不相同。半桥式电路变压器原边电压为 1/2 Vdc ，而全桥式电路变压器原边电压为 Vdc 。 P=V 原边 *I 输入 ，要想输出相同的功率，半桥式电路的输入电流就要是全桥式电路的 2 倍;换句话说，如果他们的开关电流一样,电源输入电压也相等，半桥式的输出功率将是全桥式的一半。因此,半桥式电路不适用于大功率的逆变电路.而且，由于其输入电压电流的不同，变压器的设计上也存在一定的区别,半桥式电路变压器原边线径要粗一些，全桥式电路的原边线圈匝数则要相对多一些。但由于考虑到半桥电路是根据2个相同的电容来实现对Vdc的分压，而实际中比较难实现完全相等的分压效果，所以本文还是采用了全桥电路。全桥电路可以采用MOS管、三极管、IGBT组成.但是一般采用主要MOS管，与三极管相比MOS管只需要电压，而三极管必须需要一定的前级电流，这样会导致前级驱动电路的功耗加大,结构也更复杂。而MOS管与IGBT相比则又稍差点,主要是因为IGBT可以输出很大的电流，但是IGBT的价格比较贵，综合考虑本文采用了MOS管.我们知道由MOS管组成的全桥电路有两种：四个N沟道的MOSFET、两个P沟道两个N沟道的MOSFET，具体如下图2，3。图2:4N沟道H桥电路 图3：上管P沟道的H桥电路第一种方案它的优点是价格比较便宜，而且N沟道输出的电流比P沟道要大很多.但是从驱动电路来说,相比与上管为P沟道的MOS管要复杂的多,它需要浮地驱动。而上管为P沟道的MOS管只需经过一个三极管就可以了，具体电路如图4.但是由于设计要求需要1A的输出电流，所以本文采用了第一种方案。图4：三极管驱动电路（2）驱动电路由于本文采用了4个N沟道构成的H桥主控电路,所以驱动电路用分立元件搭会比较的复杂所以本文采用了IR2110.IR2110是IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路，可以实现对MOSFET和IGBT的驱动，同时还具有快速完整的短路保护电路。IR2110的内部结构图如下图5. 图5：IR2110的内部结构图图中HIN和LIN为逆变桥中同一桥壁上下两个功率MOS管的驱动脉冲信号输入端。SD为保护信号的输入端，当该脚为高电平时，IR2110的输出信号全被封锁,其对应的输出端恒为低电平；而当该引脚为低电平时，IR2110的输出信号随HIN和LIN而变化.在实际电路中，该端接用户保护电路的输出。HO和LO是两路驱动信号的输出端，驱动同一桥壁的MOSFET,短路保护电路如图6。图6:短路保护电路我们知道四个N沟道组成的H桥电路,需要浮地驱动。下面就介绍下IR2110的高压侧悬浮驱动的原理。IR2110 用于驱动半桥的电路如图7 所示。图中C1、VD1 分别为自举电容和二极管,C2 为VCC 的滤波电容。假定在S1 关断期间C1 已充到足够的电压(VC1VCC)。当HIN 为高电平时VM1 开通，VM2 关断，VC1 加到S1 的门极和发射极之间，C1 通过VM1,Rg1 和S1 门极栅极电容Cgc1 放电，Cgc1 被充电.此时VC1 可等效为一个电压源.当HIN 为低电平时，VM2 开通，VM1 断开，S1 栅电荷经Rg1 、VM2 迅速释放，S1 关断。经短暂的死区时间（td）之后，LIN 为高电平,S2 开通,VCC 经VD1，S2 给C1 充电，迅速为C1 补充能量.如此循环反复. 图7:IR2110的浮地驱动自举电容的设计,我们知道MOS管开通时，需要在极短的时间内向门极提供足够的栅电荷。假定在器件开通后,自举电容两端电压比器件充分导通所需要的电压（10V,高压侧锁定电压为8.7/8。3V)要高;再假定在自举电容充电路径上有1.5V 的压降（包括VD1 的正向压降）；最后假定有1/2 的栅电压（栅极门槛电压VTH 通常35V）因泄漏电流引起电压降。综合上述条件，此时对应的自举电容可用下式表示：C1=2Qg/(VCC101。5）。例如IRF840 MOSFET来说充分导通时所需要的栅电荷Qg=2。5104nC（可由特性曲线查得），VCC=15V,那么 C1=22。5104*109/(15101。5）=1。4106F 可取C1=2。2F 或更大一点的,且耐压大于35V 的钽电容。我们知道驱动电路一般都处于弱电和强电之间，所以为了提高系统的稳定性和安全性，本文采用了TLP250(光耦隔离芯片）。图8:光耦隔离（3）辅助电源由于本文需要12V、5V、5V的辅助电源，所以本文采用了LinkSwitchTN系列四端非隔离式、节能型单片开关电源专用IC.它是专门为取代家用电器及工业领域所用小功率线性电源而设计的，不仅去掉笨重的电源变压器，还克服了阻容降压式线性电源负载特性差的缺陷.本文采用了LinkSwitchTN系列中的LNK304专用开关电源IC,其输入电压范围在交流85265V范围且具有良好的电压调整率和负载调整率。而且从它的PDF文档中也不难看出它可以采用直流输入.图8：LNK的应用电路（4）反馈电路-AD736由于任务要求交流供电时，电源达到以下要求：1)电压调整率:满载条件下，U1从29VAC增加至43VAC，U2变化不超过5%； 2)负载调整率:U1=36VAC、U2=24VAC，从空载到满载，U2变化不超过5%；所以本文采用了真有效值转换芯片AD736,AD736是经过激光修正的单片精密真有效值AC/DC转换器。其主要特点是准确度高、灵敏性好（满量程为200mVRMS)、测量速率快、频率特性好(工作频率范围可达0460kHz)、输入阻抗高、输出阻抗低、电源范围宽且功耗低最大的电源工作电流为200A.用它来测量正弦波电压的综合误差不超过3。 AD736有多种应用电路形式，图9为双电源供电时典型的应用电路。该电路的+Vs与COM、Vs与COM之间均应并联一只0。1uf的电容以便滤掉该电路中的高频干扰,Cc起隔直作用。如果按图中虚线方向将1脚和8脚短接而成Cc失效，则所选择的就是AC+DC方式；如果去掉短路线,即为AC方式.R为限流电阻，D1和D2为双相限幅二极管，起过压保护作用。图9:AD736外围电路五、 逆变软件部分的设计全桥逆变控制方式主要分为双极性控制方式和单极性控制方式。双极性控制是对角的一对开关为同步开关，桥臂上下管之间除死区时间外为互补开关，控制相对简单,但是它的开关损耗高，存在很大的开关谐波，电磁干扰大，而单极性控制可以很好地解决这些问题.全桥逆变器单极性控制仅用一对高频开关,相对于双极性控制具有损耗低、电磁干扰小、无开关频率级谐波等优点，正在取代双极性逆变控制方式.但由于控制环路的延时作用，单极性控制方式的逆变器仍然受一个问题的困扰，即在过零点存在一个明显的振荡.本文采用的是单极性SPWM，我们知道可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定它们的交点，在交点时刻对功率开关器件的通断进行控制，就可以生成SPWM波形.但这种模拟电路结构复杂，难以实现精确的控制。微机控制技术的发展使得用软件生成的SPWM波形变得比较容易，因此，目前SPWM波形的生成和控制多用微机来实现。本文主要介绍软件生成SPWM波形的几种基本方法。(1）自然采样法按照SPWM控制的基本原理，在正弦波和三角波的自然交点时刻控制功率开关器件的通断,这种生成SPWM波形的方法称为自然采样法.正弦波在不同相位角时其值不同，因而与三角波相交所得到的脉冲宽度也不同。另外,当正弦波频率变化或幅值变化时，各脉冲的宽度也相应变化。要准确生成SPWM波形,就应准确地算出正弦波和三角波的交点。图10：生成SPWM波形的自然采样法交点A是发出脉冲的时刻tA，交点B是结束脉冲的时刻tB，t2为脉宽，t1+t3为脉宽间歇时间，Tc=t1+t2+t3.为载波周期,M=Urm/Utm为调制度，Urm为调制波幅值，Utm为载波幅值。设Utm=1,则Urm=M,正弦调制波为ur=Msin1t，1为调制频率，也是逆变器输出频率。由几何相似三角形关系可得脉宽计算式t2=Tc/21+M/2(sin1tA+sin1tB）这是一个超越方程,tA、tB与载波比N和调制度M都有关系，求解困难，并且tlt3,计算更增加困难，这种采样法不适宜微机实时控制。（2） 规则采样法1自然采样法的主要问题是SPWM波形每个脉冲的起始和终了时刻tA和tB对三角波的中心线不对称,使求解困难.如果设法使SPWM波形的每一个脉冲都与三角载波的中心线对称，于是就可以简化，而且两侧的间隙时间相等，即t1=t3，从而使计算工作量大为减轻。规则采样法有两种，图10为规则采样I法。其特点是：它固定在三角载波每一周期的正峰值时找到正弦调制波上的对应点，即图中D点,求得电压值Urd。用此电压值对三角波进行采样,得A、B两点，就认为它们是SPWM波形中脉冲的生成时刻，A、B之间就是脉宽时间t2。规则采样I法的计算显然比自然采样法简单，但从图中可以看出，所得的脉冲宽度将明显地偏小，从而造成不小的控制误差。这是由于采样电压水平线与三角载波的交点都处于正弦调制波的同一侧造成的。图11：规则采样法1(3）规则采样2图11中仍在三角载波的固定时刻找到正弦调制波上的采样电压值，但所取的不是三角载波的正峰值,而是其负峰值,得图中E点，采样电压为Ure。在三角载波上由Urt水平线截得A、B两点，从而确定了脉宽时间t2。这时,由于A、B两点坐落在正弦调制波的两侧，因此减少了脉宽生成误差，所得的SPWM波形也就更准确了.规则采样法的实质是用阶梯波来代替正弦波，使算法简化。在规则法中，三角波每个周期的采样时刻都是确定的,不作图就可算出相应时刻的正弦波值。以规则采样法为例，采样时刻的正弦波值依次为Msin1te、Msin (1te+Tc）、Msin （1te+2Tc），由几何相似三角形关系可得脉宽计算公式t2=Tc/2（1+Msin1te)，间歇t1=t3=1/2（Tc-t2)。图12：规则采样法2本文采用的是规则采样法来生成SPWM波，下面是程序设计的流程框图。图13:SPWM生成的流程框图六、 电路仿真和结果分析（1） SPWM的生成 图14：SPWM的仿真图 两路互补的PWM波形两路互补的SPWM波形（2)输出波形空载输出波形 带载输出波形附件A逆变电路的原理图附件B逆变的PCB图