高频电子线路教案第三章高频功率放大器.doc

第三章 高频功率放大器
概述
一、高频功率放大器的应用和任务

二、高频功率放大器的特点

1．高频功率放大器与低频功率放大器的异同点
相同点：输出功率大、效率高
不同点：频带宽度不同、负载
2．高频功率放大器与高频小信号调谐放大器的异同点
相同点：工作在高频段、调谐回路作负载
不同点：信号大小不同、任务不同、分析方法不同

三、主要技术指标
1．输出功率PO（高）
2．效率ηC（高）
3．功率增益GP（大）

四、高频功率放大器的工作原理

（一）放大器工作状态的分类
1．通角θ的概念
2．放大器的工作状态按通角来分：
θ＝180° 甲类 θ＝90° 乙类 θ﹤90° 丙类

3.1丙（C）类谐振功率放大器的工作原理
三极管四种工作状态
根据正弦信号整个周期内三极管的导通情况划分
甲类：一个周期内均导通
晶体管在输入信号的整个周期都导通静态IC较大，波形好, 管耗大效率低。
乙类：导通角等于180°
晶体管只在输入信号的半个周期内导通，静态IC=0，波形严重失真, 管耗小效率高。
甲乙类：导通角大于180°
晶体管导通的时间大于半个周期，静态IC» 0，一般功放常采用。
丙类：导通角小于180°

图3-4 各级电压和电流波形

丙类(C类)高频功率放大器的折线分析法
由于丙类高频功率放大器工作在大信号非线性状态，所以，晶体管的小信号等效电路的分析方法是不适用的。虽然采用静态特性曲线经过理想化成为折线来进行近似分析会存在一定的误差，但是，用它对高频功率放大器进行定性分析是一种较为简便的方法。
一、晶体管特性曲线的理想化及其解析式

图3-5 3DA21静态特性曲线及其理想化
(一) 输入特性曲线的理想化
图3—5(a)所示的虚线表示的直线就是理想化的输入特性曲线。其数学表示式为

（3-4）
式中，gb为理想化输入特性的斜率，即
（3-5）
(二)正向传输特性曲线的理想化
理想化晶体管的电流放大系数b被认为是常数，因而将输入特性的iB 乘以 b 就可得到理想化正向传输特性。正向传输特性的斜率为

（3-6）
gc 称为理想化晶体管的跨导。它表示晶体管工作于放大区时，单位基极电压变化产生的集电极电流变化。正向传输特性的数学表示式为

（3-7）
(三)输出特性曲线的理想化
图3—5(b)所示的输出特性曲线要分别对饱和区和放大区采取不同的简化方法。
在饱和区，根据理想化原理，集电极电流只受集电极电压的控制，而与基极电压无关。这样，理想化特性曲线对不同的uBE值，应重合为一条通过原点的斜线。该斜线称为饱和临界线，其斜率用gcr表示。它表示晶体管工作于饱和区时，单位集电极电压变化引起集电极电流的变化的关系。可表示为
（3-8）
式中，。
在放大区，根据理想化原理，集电极电流与集电极电压无关。那么，各条特性曲线均为平行于uCE 轴的水平线。又因 b=△iC／△iB为常数，故各平行线对等差的△iB 来说，间隔应该是均匀相等的。
一、 集电极余弦电流脉冲的分解
(一)余弦电流脉冲的表示式
余弦电流脉冲是由脉冲高度ICM 和通角 qC 来决定的。只要知道这两个值，脉冲形状便可完全确定。
在已知条件下，通过理想化正向传输特性求出集电极电流脉冲，可用图3—6来说明。

图3-6 丙类状态下集电极电流波形
设激励信号为，则。而晶体管理想化正向传输特性可表示为

将uBE代人式中，可得

（3-9）

由图3-6可知，当时，，代入式（3-9）中可得
（3-10）
上式表明，已知VBB,UBZ和Ubm可确定高频功率放大器的半通角qC ，有时也称qC 为通角。通常用qC = 180。表示甲类放大；qC = 90。表示乙类放大；qC < 90。表示丙类放大。但是，必须注意的是高频功率放大器的实际全通角为2 qC .将式(3—10)代入式(3—9)，得
（3-11）
当时，，可得
（3-12）
将式(3—12)代人式(3一11)中，可得集电极余弦电流脉冲的表示式为
（3-13）
(二)余弦电流脉冲的分解系数
周期性的电流脉冲可以用傅里叶级数分解为直流分量、基波分量及高次谐波分量，即iC可写成为

式中

（3-14）

（3-15）

（3-16）
a称为余弦电流脉冲分解系数。a0( qC )为直流分量分解系数；a1 (qC)为基波分量分解系数；an(qC )为n次谐波分量分解系数。这些分解系数在使用中，通常不需要通过积分关系求出各个分量，可以由图3—7或本章附录中查得。 图3—7给出了a0、a1、a2、a3 和g1 = a1／a0 与qC的关系曲线。本章附录给出了不同 qC 值所对应的a0、a1、a2和g1的数据值。

图3-7 余弦脉冲分解系数与的qc关系

3.2 谐振功率放大器的分析
3.2.1 功率放大器的性能分析

一、集电极电流和通角q
cosq＝（vj－UBB）/ Ubm
iC＝iCmax（coswt－cosq）/（1－cosq）
将其傅里叶级数展开 iC＝IC0＋IC1m coswt＋IC2m cos2wt ＋…＋ICnm cosnwt
其中 IC0＝a0（q）iCmax IC1m＝a1（q）iCmax IC2m＝a2（q）iCmax ……ICnm＝an（q）iCmax

二、输出功率Po Po =UcmIc1m / 2 =I2c1m RP / 2

三、两个利用系数
⒈ 集电极电压利用系数x x = Ucm /UCC= RPIc1m / UCC
⒉ 电流利用系数g1 （q）= a1（q ）/ a0（q）

四、效率hC hC = Po / PD =（Ucm Ic1m ）/（2 Ec Ic0 ）=1/2 x g1 （q ）

3.2.2 功率放大器的工作状态分析

一、动态特性
uBE=EB+Ubmcoswt ——①
uCE=Ec－Ucmcoswt——②
由②式得 coswt =（Ec－ uCE ）/Ucm代入①式得：
uBE=EB+Ubm （Ec－ uCE ）/Ucm
∴ ic=gc（ uBE － Vj ）=-gc（Ubm/Ucm）[ uCE － （Ubm Ec +Ucm EB － Ucm Vj ）/ Ubm]
即动态特性曲线是一条斜率为-gc（Ubm/Ucm）、截距为（Ubm Ec +Ucm EB － Ucm Vj ）/ Ubm的直线。（图中Ec即UCC、EB即UBB、gc即G）
图中OP为临界饱和线，方程为
ic=gcr uCE （当 uCE ＜ UCES 时）
gcr为临界线斜率、 UCES为临界饱和压降。
OP以右为放大区，集电结反偏。
当uCE一定时， iB增大， ic也增大。
OP以左为饱和区，集电结正偏。
当uCE一定时， iB增大， ic不变。
从图中可以看出ic与gc 、 Vj、Ec 、 EB 、 Ubm 、 Ucm （RP）有关，当晶体管选定后gc 、 Vj一定，ic仅与Ec 、 EB 、 Ubm 、 Ucm （RP）有关。
二、负载特性
⒈ 不同Re对Ucm的影响
当Re增加时，引起Ucm增大。
⒉ 不同Re对动态特性曲线的影响
∵ ic=gc（ uBE － Vj ）
∴ 静态IQ=gc（ EB － Vj ）一定、又EC一定，
∴ 当Re变化时 Q点位置不变。
当Re增加时，动态特性曲线绕Q点逆时针旋转。
⒊ 不同Re对工作状态的影响
① Re较小， Ucm较小，欠压状态， ic波形为尖顶余弦脉冲。
② Re增加， Ucm增加，使EC －Ucm = UCES
临界工作状态， ic波形仍为尖顶余弦脉冲。
③ Re较大， Ucm较大，过压状态，动态线在A3点转折，由此动态线对应作出的ic波形为一中间有凹陷的脉冲。
⒋ 负载特性曲线
——以Re为横坐标，Ic1m、Ic0、 Ucm 、hC、 Po 、PD 、Pc与Re的关系（晶体管一定，且Ubm 、Ec、 EB一定）
5. 三种工作状态比较
（1） 欠压状态： Po 、hC均低， Pc较大， ic为尖顶余弦脉冲。
（2）临界状态： Po最大，hC较高， ic为尖顶余弦脉冲——最佳状态。
条件：EC －Ucm = UCES Icmax=gcr UCES
（3）过压状态：弱过压时hC最高，但Po逐步减小， ic为有凹陷的余弦脉冲。 Ucm随Re变化不大， 即Ucm较为稳定。
三、丙类放大器的电压特性（调制特性和放大特性）
（一） 放大特性
—— 是指Re 、Ec、 EB一定时，放大器的输出功率、电压、效率随输入信号的电压振幅Ubm 的变化情况。
Ubm增加，将使IBmax增加、Icmax增加且通角q增加，放大器从欠压工作状态进入过压状态。
（二）调制特性
⒈ 集电极调制特性
——当Re 、Ubm、 EB一定时，放大器性能随Ec变化的特性。
当EC变化时，Q点将移动，动态线将平移。即EC减小，负载线向左平移，放大器从欠压工作状态进入过压工作状态。
⒉ 基极调制特性
——当Re 、Ubm、 EC一定时，放大器性能随EB变化的特性。
当Ubm一定， EB由负值逐渐增大到正值时会使通角q增大，放大器的工作状态由欠压区进入过压区。
3. 3 谐振功率放大器电路
一、馈电电路
⒈ 馈电原则及其方法
原则：
⑴ 直流分量（IB0、Ic0 ）对管外电路呈现短路，不消耗直流能量
⑵ 基波分量（IB1m 、 Ic1m）允许通过负载回路或输入回路，其余电路均短路。
⑶ 高次谐波分量（IBnm 、 Icnm）对所有电路呈现短路，不消耗能量。
方法：
⑴ 串馈：晶体管、调谐回路、电源三者相串。
⑵ 并馈：晶体管、调谐回路、电源三者相并。
⒉ 集电极馈电电路
⒊ 基极馈电电路
几种常用的基极偏置电路

二、耦合电路
⒈ 耦合电路作用
滤波
阻抗匹配
—— 输入、输出耦合电路往往称为匹配网络。
所谓阻抗匹配是通过匹配网络的作用，使负载阻抗的虚数部分与信号源内阻的
虚数部分相抵消（谐振），同时实数部分等于放大器所需的最佳负载值。
⒉ 形式
LC并联调谐回路
滤波器（倒L型、T型、∏型）
——倒L型网络由两个异性电抗元件组成。
——T型、∏型网络各由三个电抗元件（其中两个同性质，另一个异性质）组成。

串、并联阻抗变换
Rp≈ Qe 2Rs
Xp≈Xs
注意阻抗变换后电抗元件的性质不变。

例题：某电阻性负载为10Ω，请设计一个匹配网络，使该负载在20MHz时变换为50Ω 。如负载由10Ω电阻和0.2μH电感组成，又该怎样设计匹配网络？
（答案：318pF、0.16μH；318pF、1560pF）

三、谐振功率放大器的调谐与调配
四、谐振功率放大电路
3.5 宽带高频功率放大器
以LC谐振回路为输出电路的功率放大器，由于其相对通频带B/ fo只有百分之几甚至千分之几，所以又称为窄带高频功率放大器。由于调谐系统复杂，窄带功率放大器的运用就受到了很大的限制 。
近年来一种新颖的，能够在很宽的波段内实现不调谐工作的宽频带功率放大器得到了迅速的推广。
宽带功率放大器，实际上就是一种以非调谐单元作为输出匹配电路的功率放大器。它是以频率特性很宽的传输线变压器，代替了电阻、电容或电感线圈作为其输出电路 。
宽频带功率放大器没有选频作用。因此谐波的抑制成了一个重要的问题。为此，放大管的工作状态就只能选在非线性畸变比较小的甲类或甲乙类状态，效率较低，也就是说宽频带放大器是以牺牲效率作为代价来换取宽频带输出的 。
传输线变压器是将两根等长的导线紧靠在一起，并绕在高导磁率低损耗的磁芯上构成的。最高工作频率可扩展到几百兆赫甚至上千兆赫。
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(a) 结构示意图
(c) 普通变压器的原理电路
(b) 原理电路图
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传输线变压器与普通变压器在传输能量的方式上是不相同的，传输线变压器负载两端的电压不是次级感应电压，而是传输线的终端电压。
两根导线紧靠在一起，所以导线任意长度处的线间电容很大，且在整个线上均匀分布。其次，两根等长导线同时绕在高μ磁芯上，所以导线上均匀分布的电感量也很大，这种电路通常又叫分布参数电路。
在传输线变压器中，线间的分布电容不影响高频能量的传输，电磁波以电磁能交换的形式在导线间介质中传播的。
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