典型电力电子装置介绍.ppt

单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,第8章 典型电力电子装置介绍,第8章 典型电力电子装置介绍,8.1 开关电源,8.2 UPS不间断电源,8.3 有源功率因数校正器,8.1 开关电源,8.1.1 开关电源的基本工作原理,1 线性稳压电源的工作原理及其特点,稳压电源通常分为线性稳压电源和开关稳压电源。,电子技术课程中所介绍的直流稳压电源一般是线性稳压电源,它的特点是起电压调整功能的器件始终工作在线性放大区，其原理框图如图8-1所示,由50Hz工频变压器、整流器、滤波器和串联调整稳压器组成。,图 8-1 线性稳压电源,这种稳压电源具有优良的纹波及动态响应特性，但同时存在以下缺点：,(1)输入采用50 Hz工频变压器，体积庞大。,(2)电压调整器件（如图8-1所示的三极管）工作在线性放大区内，损耗大，效率低。,(3)过载能力差。,2 开关稳压电源的基本工作原理,开关稳压电源简称开关电源（Switching Power Supply），这种电源中，起电压调整，实现稳压控制功能的器件始终以开关方式工作。图8-2所示为输入输出隔离的开关电源原理框图。,图 8-2 开关电源的基本框图,其主电路的工作原理为：50 Hz单相交流220 V电压或三相交流220 V/380 V电压首先经EMI防电磁干扰的电源滤波器滤波（这种滤波器主要滤除电源的高次谐波），直接整流滤波（不经过工频变压器降压，滤波电路主要滤除整流后的低频脉动谐波），获得一直流电压；然后再将此直流电压经变换电路变换为数十或数百千赫的高频方波或准方波电压，通过高频变压器隔离并降压（或升压）后，再经高频整流、滤波电路，最后输出直流电压。,控制电路的工作原理是：电源接上负载后，通过取样电路获得其输出电压，将此电压与基准电压做比较后，将其误差值放大，用于控制驱动电路，控制变换器中功率开关管的占空比，使输出电压升高（或降低），以获得一稳定的输出电压。,3 开关稳压电源的控制原理,开关电源中，变换电路起着主要的调节稳压作用，这是通过调节功率开关管的占空比来实现的。设开关管的开关周期为,T,，在一个周期内，导通时间为,t,on,，则占空比定义为,D,t,on,t,。在开关电源中，改变占空比的控制方式有两种，即脉冲宽度调制（PWM）和脉冲频率调制（PWF）。在脉冲宽度控制中，保持开关频率（开关周期,T,）不变，通过改变,t,on,来改变占空比D，从而达到改变输出电压的目的，即,D,越大，滤波后输出电压也就越大；,D,越小，滤波后输出电压越小,如图8-3所示。,频率控制方式中，保持导通时间,t,on,不变，通过改变频率（即开关周期,T,）而达到改变占空比的一种控制方式。由于频率控制方式的工作频率是变化的，造成后续电路滤波器的设计比较困难，因此，目前绝大部分的开关电源均采用PWM控制。,(3）稳压范围宽。,开关电源的输出电压由占空比来调节，输入电压的变化可以通过占空比的大小来补偿。这样，在工频电网电压变化较大时，它仍能保证有较稳定的输出电压。,(4）电路形式灵活多样。,设计者可以发挥各种类型电路的特长，设计出能满足不同应用场合的开关电源。,开关电源的缺点主要是存在开关噪声干扰。,8.1.2 隔离式高频变换电路,在开关稳压电源的主电路中，调频变换电路是核心部分，其电路形式多种多样，下面介绍输入输出隔离的开关电源常用的几种高频变换电路的结构和工作原理。,1 正激式变换电路（Forward）,所谓正激式变换电路，是指开关电源中的变换器不仅起着调节输出电压使其稳定的作用，还作为振荡器产生恒定周期,T,的方波，后续电路中的脉冲变压器也具有振荡器的作用。,该电路的结构如图8-4（a）所示。工频交流电源通过电源滤波器、整流滤波器后转换成该图中所示的直流电压,U,i,；V,1,为功率开关管，多为绝缘栅双极型晶体管IGBT（其基极的驱动电路图中未画出）；TR为高频变压器；,L,和,C,1,组成,LC,滤波器；二极管VD,1,为半波整流元件，VD,2,为续流二极管；,R,L,为负载电阻；,U,o,为输出稳定的直流电压。,当控制电路使V,1,导通时，变压器原、副边均有电压输出且电压方向与图示参考方向一致，所以二极管VD,1,导通，VD,2,截止，此时电源经变压器耦合向负载传输能量，负载上获得电压，滤波电感,L,储能。,当控制电路使V,1,截止时，变压器原、副边输出电压为零。此时，变压器原边在V,1,导通时储存的能量经过线圈,N,3,和二极管VD,3,反送回电源。变压器的副边由于输出电压为零，所以二极管VD,1,截止，电感,L,通过二极管VD,2,续流并向负载释放能量，由于电容,C,1,的滤波作用，此时负载上所获得的电压保持不变，其输出电压为,式中,k,为变压器的变压比，,D,为方波的占空比,N,1,N,2,为变压器原、副边绕组的匝数。由上式可看出，输出电压,U,o,仅由电源电压,U,i,和占空比,D,决定。,图 8-4 正激变换电路,(a)原理图；(b)开关管驱动波形；(c)VF波形,2 半桥变换电路,半桥变换电路又可称为半桥逆变电路，如图8-5（a）所示。工频交流电源通过电源滤波器、整流滤波器后转换成图中所示的直流电压,U,i,；V,1,、V,2,为功率开关管IGBT；TR为高频变压器，,L,、,C,3,组成,LC,滤波电路，二极管VD,3,、VD,4,组成全波整流元件。,半桥变换电路的工作原理：两个输入电容,C,1,、,C,2,的容量相同，其中,A,点的电压,U,A,是输入电压,U,i,的一半，即有,U,C1,U,C2,U,i,2。开关管V,1,和V,2,的驱动信号分别为,u,g1,和,u,g2,，由控制电路产生两个互为反相的PWM信号，如图8-5（b）所示。当,u,g1,为高电平时，,u,g2,为低电平，V,1,导通，V,2,关断。电容,C,1,两端的电压通过VD,1,施加在高频变压器的原边，此时,u,V1,U,i,2，在V,1,和V,2,共同关断期间，原边绕组上的电压为零，即,u,V1,0。当,u,g2,为高电平期间，V,2,导通，V,1,关断，电容,C,2,两端的电压施加在高频变压器的原边，此时,u,V1,-,U,i,2。其波形如图8-5（b）所示。可以看出，在一个开关周期,T,内，变压器上的电压分别为正、负、零值，这一点与正激变换电路不同。为了防止开关管V,1,、V,2,同时导通造成电源短路，驱动信号,u,g1,、,u,g2,之间必须具有一定的死区时间，即二者同时为零的时间。,当,u,V1,U,i,2时，变压器副边所接二极管VD,3,导通，VD,4,截止，整流输出电压的方向与图示,U,o,方向相同；当,u,V1,-,U,i,2时，二极管VD,4,导通，VD,3,截止，整流输出电压的方向也与图示,U,o,方向相同；在二极管VD,3,、VD,4,导通期间，电感L开始储能。在开关管V,1,、V,2,同时截止期间，虽然变压器副边电压为零，但此时电感,L,释放能量，又由于电容,C,3,的作用使输出电压恒定不变。,3 全桥变换电路,将半桥电路中的两个电解电容,C,1,和,C,2,换成另外两只开关管，并配上相应的驱动电路即可组成图8-6所示的全桥电路。,图 8-6 全桥变换电路,驱动信号,u,g1,与,u,g4,相同，,u,g2,与,u,g3,相同，而且,u,g1,、,u,g4,与,u,g2,、,u,g3,互为反相。其工作原理如下：,当,u,g1,与,u,g4,为高电平，,u,g2,与,u,g3,为低电平时，开关管V,1,和V,4,导通，V,2,和V,3,关断，电源电压通过V,1,和V,4,施加在高频变压器的原边，此时变压器原边电压为,u,V1,U,i,。当,u,g1,和,u,g4,为低电平，,u,g2,与,u,g3,为高电平时，开关管V,2,和V,3,导通，V,1,、V,4,关断，变压器原边电压为,u,V1,-,U,i,。与半桥电路相比，初级绕组上的电压增加了一倍，而每个开关管的耐压仍为输入电压。,8.1.3 开关电源的应用,图 8-7 直流操作电源电路,(a)主电路；,图 8-7 直流操作电源电路,(b)控制电路,1 交流进线EMI滤波器,电磁干扰EMI为英文ElectroMagnetic Interference的缩写。为了防止开关电源产生的噪声进入电网或者防止电网的噪声进入开关电源内部，干扰开关电源的正常工作，必须在开关电源的输入端施加EMI滤波器，有时又称此滤波器为电源滤波器，用于滤除电源输入输出中的高频噪声（150 kHz30 MHz）。图8-8给出了一种常用的高性能EMI滤波器，该滤波器能同时抑制共模和差模干扰信号。,该图中A、N间为电源的相电压，G为电源的接地线。,C,c1,、,C,c2,和,L,c,构成的低通滤波器用来抑制共模干扰信号。所谓共模干扰信号，通常是指与电源电压并联且极性相同的干扰信号。由于电源干扰信号的频率远大于工频50 Hz，因此它们通过电容,C,c1,、,C,c2,接入地消除干扰。,其中,L,c,为磁芯电感，它与普通电感相比具有体积小、电感值大的特点，在此电路中称为共模电感，其两组线圈的匝数相等，绕向相反。共模干扰信号的极性相同，在,L,c,产生很大的阻抗，从而抑制了共模信号进入后续整流电路。对于极性相反，串接在电源内的差模干扰信号，,L,c,产生的阻抗为零，则由,C,d1,、,L,d,组成的低通滤波器来抑制干扰信号。,2 启动浪涌抑制电路,开启电源时，由于将对滤波电容,C,1,和,C,2,充电，接通电源瞬间电容相当于短路，因而会产生很大的浪涌电流，其大小取决于启动时的交流电压的相位和输入滤波器的阻抗。抑制启动浪涌电流最简单的办法是在整流桥的直流侧和滤波电容之间串联具有负温度系数的热敏电阻。启动时电阻处于冷态，呈现较大的电阻，从而可抑制启动电流。启动后，电阻温度升高，阻值降低，以保证电源具有较高的效率。虽然启动后电阻已较小，但电阻在电源工作的过程中仍具有一定的损耗，降低了电源的效率，因此，该方法只适合小功率电源。,对于大功率电路，将上述热敏电阻换成普通电阻，同时在电阻的两端并接晶闸管，电源启动时晶闸管关断，由电阻限制启动浪涌电流。滤波电容的充电过程完成后，触发晶闸管，使之导通，从而既达到了短接电阻降低损耗的目的，又可限制启动浪涌电流。,3 输出控制电路,控制电路是开关电源的核心，它决定开关电源的动态稳定性。该开关电源采用双闭环控制方式，如图8-9所示。电压环为外环控制，起着稳定输出电压的作用。电流环为内环控制，起稳定输出电流的作用。交流电源经过电源滤波、整流再次滤波后得到电压的给定信号,U,OG,，输出电压经过取样电路获得一反馈电压,U,OF,。,U,OF,通过反馈电路送到给定端与给定信号,U,OG,比较，其误差信号经PI调节器调节后形成输出电感电流的给定信号,I,OG,。将,I,OG,与电感电流的反馈信号,I,OF,比较，其误差信号经PI调节器(比例积分调节器)调节后送入PWM控制器SG3525，然后与控制器内部三角波比较形成PWM信号,该信号再通过驱动电路去驱动变换电路中的IGBT。,图 8-9 直流开关电源控制系统原理框图,如果输出电压因种种原因在给定电压没有改变的情况下有所降低，即反馈电压,U,OF,小于给定电压,U,OG,，则电压调节器将误差放大后使输出电压升高，即电感电流的给定,I,OG,增大。电感电流给定增大又导致电流调节器的输出电压增大，使得PWM信号的占空比增大，最后达到增大输出电压的目的。当输出电压达到给定电压所要求的值时，调节器停止调节，输出电压稳定在所要求的值。,4 SG3525的管脚功能,SG3525系列开关电源PWM控制集成电路是美国硅通用公司设计的第二代PWM控制器，工作性能好，外部元件用量小，适用于各种开关电源。图8-10给出了SG3525的内部结构，其管脚功能如下：,脚：误差放大器的反相输入端；,脚：误差放大器的同相输入端；,脚：同步信号输入端，同步脉冲的频率应比振荡器频率,f,S,要低一些；,脚：振荡器输出；,脚：振荡器外接定时电阻,R,T,端，,R,T,值为2150 k；,脚：振荡器外接电容,C,T,端，振荡器频率,f,s,1,C,T,（0.7,R,T,+3,R,0,）,R,0,为脚与脚之间跨接的电阻，用来调节死区时间，定时电容范围为0.0010.1 F；,脚：振荡器放电端，用外接电阻来控制死区时间，电阻范围为0500；,脚：软启动端，外接软启动电容，该电容由内部,U,ref,的50 A恒流源充电；,脚：误差放大器的输出端；,10 脚：PWM信号封锁端，当该脚为高电平时，输出驱动脉冲信号被封锁，该脚主要用于故障保护；,11 脚：A路驱动信号输出；,12 脚：接地；,13 脚：输出集电极电压；,14 脚：B路驱动信号输出；,15 脚：电源，其范围为835 V；,16 脚：内部5 V基准电压输出。,图 8-10 SG3525内部结构框图,5 IGBT驱动电路,驱动电路采用日本三菱公司生产的驱动模块M57962L。该驱动模块为混合集成电路，将IGBT的驱动和过流保护集于一体，能驱动电压为600 V和1200 V系列电流容量不大于400 A的IGBT。驱动电路的接线图如图8-11所示。,图 8-11 IGBT驱动电路,8.2 UPS不间断电源,8.2.1 UPS的分类,1 离线式UPS电源,该电源的基本结构如图8-12所示，它由充电器、蓄电池组、逆变器、交流稳压器和转换开关等部分组成。市电存在时，逆变器不工作，市电经交流稳压器稳压后，通过转换开关向负载供电，同时充电器工作，对蓄电池组充电；市电掉电时，逆变器工作，将蓄电池提供的直流电压变换成稳压、稳频的交流电压，转换开关同时断开市电通路，接通逆变器，继续向负载供电。对离线式UPS电源，当市电掉电时，输出有转换时间。目前市场上销售的这种电源均为小功率，一般在2 kVA以下。,图 8-12 后备式UPS的结构框图,这种电源的特点为：,(1)当市电正常时，只是通过交流稳压后直接输出至负载，因此电路对市电噪音以及浪涌的抑制能力较差。,(2)存在转换时间。,(3)保护性能较差。,(4)结构简单，体积小，重量轻，控制容易，成本低。,2 在线式UPS电源,在线式UPS的基本结构如图8-13所示，它由整流器、逆变器、蓄电池组以及静态转换开关等部分组成。正常工作时，市电经整流器变成直流后，再经逆变器变换成稳压、稳频的正弦波交流电压供给负载。当市电掉电时，由蓄电池组向逆变器供电，以保证负载不间断供电。如果逆变器发生故障，UPS则通过静态开关切换到旁路，直接由市电供电。故障消失后，UPS又重新切换到由逆变器向负载供电。由于在线式UPS总是处于稳压、稳频供电状态，输出电压动态响应特性好，波形畸变小，因此，其供电质量明显优于离线式UPS。目前大多数UPS，特别是大功率UPS均为在线式。,图 8-13 在线式UPS的结构框图,在线式UPS的特点是：,(1)输出的电压经过UPS处理，输出电源品质较高。,(2)无转换时间。,(3)结构复杂，成本较高。,(4)保护性能好，对市电噪音以及浪涌的抑制能力强。,3 在线交互式UPS电源,在线交互式UPS的结构框图如图8-14所示。它由交流稳压器、交流开关、逆变器、充电器、蓄电池组和双向转换器组成。市电正常时经交流稳压器后直接输出给负载。此时，通过双向转换器，逆变器工作在整流状态，作为充电器向蓄电池组充电。当市电掉电时，逆变器则将电池能量转换为交流电输出给负载。,图 8-14 在线交互式UPS的结构框图,在线交互式UPS的特点如下：,(1)具有双向转换器，UPS电池充电间较短。,(2)存在转换时间。,(3)控制结构复杂，成本较高。,(4)保护性能介于在线式与离线式UPS之间，对市电噪声和浪涌的抑制能力较差。,8.2.2 UPS的整流器,对于小功率UPS，整流器一般采用二极管整流电路，它的作用是向逆变器提供直流电源，蓄电池充电由专门的充电器来完成。而对于中、大功率UPS，它的整流器具有双重功能，在向逆变器提供直流电源的同时还要向蓄电池进行充电，因此，整流器的输出电压必须是可控的。,中、大功率UPS的整流器一般采用相控式整流电路。相控式整流电路结构简单，控制技术成熟，但交流输入功率因数低并向电网注入大量的谐波电流。目前，对于大容量UPS大多采用12相或24相整流电路。因为整流电路的相数越多，交流输入功率因数越高，入电网的谐波含量也就越低。除了增加整流电路的相数外，还可以通过在整流器的输入侧增加有源或无源滤波器滤去UPS注入电网的谐波电流。,目前，比较先进的UPS采用PWM整流电路，可使注入电网的电流基本接近正弦波，且功率因数接近1，即整流电路交流侧的电流、电压的相位基本同相,这样大大降低UPS对电网的谐波污染。现以单相电路为例，说明PWM整流电路的工作原理。,图8-15所示是单相桥式全控整流电路结构，其中起整流作用的开关器件采用全控器件IGBT。电路的工作原理为：在交流电源,u,s,的正半周，控制电路关断V,2,、V,3,而在V,1,、V,4,的控制极输入SPWM控制脉冲序列，则在A、B两点间获得正半周的SPWM波形，如图8-16所示。同理,在交流电源,u,s,的负半周，控制电路关断V,1,、V,4,而在V,2,、V,3,的控制极输入SPWM控制脉冲序列，则在A、B两点间获得负半周的SPWM波形，通过电容,C,滤波，在负载上可获得稳定的直流电压。调节加在V,1,、V,2,、V,3,、V,4,控制极上的脉冲序列的宽度，即可调节整流电路输出直流电压的大小，实现可控整流。,图 8-15 单相全桥PWM整流电路,图8-16 单相全桥PWM整流电路波形,可见，在PWM整流电路的交流端A、B之间产生了一个正弦波调制的电压,u,AB,，,u,AB,中除了含有与电源同频率的基波分量外，还含有与开关频率有关的高次谐波。图8-15中在整流电路的交流侧串有电感,L,s,，它的作用就是将交流侧电流中的高次谐波滤除，使交流侧电流,i,s,产生很小的脉动。如果忽略这些脉动成分，,i,s,为频率与电源电压,u,s,频率相同的正弦波。,在交流电源电压,u,s,一定时，,i,s,的幅值和相位由,u,AB,中基波分量的幅值及其与,u,s,的相位差决定，改变,u,AB,中基波分量的值和相位即改变加在V,1,、V,2,、V,3,、V,4,控制极上SPWM脉冲序列的幅值和相位，就可使电源电流,i,s,与电压,u,s,相位相同，从而使整流电路交流侧的输入功率因数为1，彻底解决UPS电力电子装置造成的电网谐波污染的问题。,图8-17给出了如何实现电源电流,i,s,与电压,u,s,同相位的控制系统结构示意图。该控制系统为双闭环控制系统。电压环为外环，其作用是调节和稳定整流输出电压。电流环为内环，其作用是使整流电路交流侧的电流,i,s,与电压,u,s,相位相同。,图 8-17 电流电压同相位控制系统结构图,该图中电压给定控制信号为直流电压,U,*,d,，调节,U,*,d,可以调节PWM调制波的幅值，即可调节PWM控制脉宽，使整流输出电压增大或减小。,U,d,为整流输出的实际电压的反馈信号，如果整流输出电压与给定控制信号所希望的电压值相同，即,U,d,=,U,*,d,，则图中比例积分调节器PI不起调节作用，整流输出电压,U,d,保持不变。在,U,*,d,不变的情况下，因为其它原因使实际输出电压,U,d,与希望电压值不相等时，,U,*,d,与反馈的实际电压信号,U,d,相比较后，可使控制电路输出的PWM脉冲宽度根据误差值（,U,d,大于或小于,U,*,d,）增大或减小，从而使输出电压增大或减小，使输出电压稳定在希望值。,图中直流输出电压给定信号和实际的直流电压反馈信号比较后送入比例积分PI调节器，PI电压调节器的输出即为整流器交流输入电流的幅值,I,m,，这是一直流信号，它的大小反应了整流输出电压的实际值与希望值之间的差异。它与标准的正弦波相乘后形成交流输入电流的给定信号,i,*,s,。标准的正弦波就是与电源电压,u,s,同相位的电压信号，当它与信号,I,m,相乘后，只增加或减小其幅值，而不会改变它的相位，即,i,*,s,的相位始终与电源电压,u,s,的相位相同，其幅值则随着PI调节的差值而变化。这个幅值的变化就是后续PWM控制电路的电压幅值变化的控制信号。因此，可以根据实际输出的电压来调节PWM的脉宽，使输出电压达到希望值。,图中,i,s,为整流电路交流侧实际电流的反馈信号，当这个电流与给定电流的相位相同时，图中比例调节器,K,不起作用，PWM控制信号保持不变；当反馈电流信号,i,s,与电源电压,u,s,相位有差异时，即,i,s,与,i,*,s,有相位差时，调节器,K,起调节作用，它可以调节后续比较器电路，从而调整PWM脉冲的相位，直到反馈信号,i,s,与给定信号,i,*,s,的相位相同而止，这样就达到了整流电路交流侧电流、电压同相位的目的。,8.2.3 UPS中的逆变器,正弦波输出的UPS通常采用SPWM逆变器，这是一种抑制谐波分量的最有效的方法，有单相输出，也有三相输出。下面以单相桥式脉宽调制逆变器为例，说明它的基本工作原理。如图8-18所示，对于小功率的UPS，电路中的开关器件一般采用MOSFET管；而对于大功率的UPS，则采用IGBT管。,图 8-18 UPS单相逆变电路,图8-18中，V,1,、V,2,和V,3,、V,4,不能同时导通，否则将使输入直流电源短路，这个电路只在V,1,、V,4,和V,2,、V,3,间交替导通与关断，负载上才有连续的交流矩形波。如果在输出电压的半个周期内V,1,和V,4,导通和关断许多次，在另外半个周期内V,2,和V,3,也导通和关断同样的次数，并且在每半周内开关器件的导通时间按正弦规律变化，那么输出波形如图8-19所示。这种波的基波分量按正弦规律变化，而谐波成分最小。当需要调节逆变器输出电压时，控制每个矩形波均按某一比例加宽或减窄，则可实现对输出电压的调节。,图8-19 UPS单相逆变电路输出波形,为了滤去开关频率噪声，输出采用,LC,滤波电路，因为开关频率较高，一般大于20 kHz，因此采用较小的,LC,滤波器便能滤去开关频率噪声。输出隔离变压器实现逆变器与负载之间的隔离，避免了它们之间电路上的直接联系，从而减少了干扰。另外，为了节约成本，绝大多数UPS利用隔离变压器的漏感来充当输出滤波电感，从而可省去图8-18中的电感,L,。,逆变器是UPS的核心部分，这不仅由它的功能所决定，也可从它的控制电路的复杂程度看出来。逆变器的主电路目前已比较完善，但是逆变器的控制电路却千变万化，差别很大。一般而言，UPS电源逆变器的控制电路除了与整流电路一样，通过电压闭环控制实现输出电压的自动调节和自动稳压外，还要实现相位跟踪。图8-20中所示的电压给定信号,U,*,d,、电压反馈信号,u,F,、PI调节器即可完成这项功能。,图 8-20 UPS逆变控制系统结构框图,8.2.4 UPS中的锁相技术,在线式UPS中，有时要求变频器输出的电压与市电电压保持同频、同相、同幅度，即变频器的输出必须跟踪市电的变化，这就需要锁相技术。,锁相就是利用两个信号的相位差，通过转换装置形成控制信号，以强迫两个信号相位同步的一种自动控制系统，称为锁相环或环路。,基本的锁相环路由鉴相器、低通滤波器和压控振荡器组成,如图8-21所示。鉴相器也叫相位比较器，它将周期性变化的输入信号的相位（从市电或本机振荡获得）与反馈信号的相位（从压控振荡器的输出获得）进行比较，产生对应于与两信号相位差成正比的直流误差电压信号,u,(,t,)，该信号可以调整压控振荡器的频率，以达到与输入信号同步的目的。,图 8-21 基本锁相环路的方框图,低通滤波器用来滤除鉴相器输出电压中的高频分量和噪声，只有直流分量才对压控振荡器起控制作用。为了提高系统的动态特性即改善动态跟踪性，在低通滤波器之后加一个由比例积分放大器组成的调节器可改善捕捉过程中的调节性能。,压控振荡器是一个由电压来控制振荡频率的器件，振荡器在未加控制电压时的振荡频率称为固有振荡频率，用,0,表示。当振荡器的瞬时频率,v,与输入信号的频率,i,不相同时，由于电压的相位值是频率变化值的积分，因而频率的变化会引起电压相位差的变化，而有相位差的变化就有误差电压产生，该误差电压经低通滤波器去控制压控振荡器的输出频率，使其朝着输入频率的方向变化，使二者同步。,8.2.5 UPS中的静态开关,所谓静态开关，是一种以双向晶闸管为基础构成的无触点通断组件。图8-22(a)所示为光电双向晶闸管耦合器的非零电压开关，输入端1、2加输入信号时，光电双向晶闸管耦合器B导通，门极由,R,2,、B形成通路触发双向晶闸管。这种电路相对于输入信号的交流电源的任意相位均可同步接通，称为非零电压开关。,图8-22(b)所示为光电晶闸管耦合的零电压开关，1、2端加输入信号，V,1,管截止，即光控晶闸管门极不短接时，耦合器B中的光控晶闸管导通，电流经整流桥和导通的光控晶闸管一起为双向晶闸管V提供门极电流，使V导通。由,R,3,、,R,2,、V,1,组成零电压开关电路，适当地选择,R,3,、,R,2,的参数，使当电源电压过零并升至一定幅值时V,1,导通，光控晶闸管被关断，这时双向晶闸管截止。,为了进一步提高UPS电源的可靠性，在线式UPS均装有静态开关，将市电作为UPS的后备电源，在UPS发生故障或维护检修时，无间断地将负载切换到市电上，由市电直接供电。静态开关的主电路比较简单，一般由两只晶闸管或一只双向晶闸管组成，单相输出UPS的静态开关如图8-23所示。,图8-22 两种静态开关,(a)非零电压开关 (a)零电压开关,图8-23 单相输出UPS静态开关原理图,静态开关的切换有两种方式：同步切换和非同步切换。在同步切换方式中，为了保证在切换过程中供电不间断，静态开关的切换为先通后断。假设负载由逆变器供电，由于某种故障，例如蓄电池电压太低，需要由逆变器供电转向旁路市电供电，切换时首先触发静态开关2，使之导通，然后再封锁静态开关1的触发脉冲。由于晶闸管导通以后，即使除去触发脉冲，它仍然保持导通，只有等到下半个周期到来时，使其承受反压，才能将其关断，因此，存在静态开关1和2同时导通的现象，此时市电和逆变器同时向负载供电。为了防止环流的产生，逆变器输出电压必须与市电同频、同相、同幅度。这就要求在切换的过程中，逆变器必须跟踪市电的频率、相位和幅值，即上面所说的锁相，否则，环流会使逆变器烧坏。,绝大部分在线式UPS除了具有同步方式外，还具有非同步切换方式。当需要切换时，如果UPS的逆变器输出电压不能跟踪市电，则采用非同步切换方式，即先断后通切换方式，首先封锁正在导通的静态开关触发脉冲，延迟一段时间，待导通的静态开关关断后，再触发另外一路静态开关。很明显，非同步切换方式会造成负载短时间断电。,8.3 有源功率因数校正器,8.3.1 有源电力滤波器和有源功率因数校正,消除电力系统的谐波有无源技术和有源技术两种办法。无源技术是指在电路中接入,LC,网络，这种技术只能对某些特定的谐波进行抑制和基波移相补偿。这种方法最早用于电力系统，其电路体积和质量都很大。随着电力电子技术的发展，人们又提出了两种对策：一种是在电网的公用负载端并接一个专用的功率变换器，对无功及谐波电流进行补偿，这就是有源滤波器（Active Filter），如图8-24所示。它能将电网电流补偿成为与电网电压同相的正弦电流。另一种是在负载即电力电子装置本身的整流器和滤波电容之间增加一个功率变换电路，这就是有源功率因数校正（Active Power Factor Correction-APFC）电路。它能将整流器的输入电流校正成与电网电压同相位的正弦波，消除了谐波和无功电流，将电网功率因数提高到近似为1，其原理框图如图8-25所示。,图 8-24 有源滤波器,图8-25 APFC的基本原理框图,8.3.2 畸变电流的产生与APFC的基本原理,图8-26(a)是传统的整流滤波电路，整流二极管只有在输入电压,u,i,大于负载电压,u,o,时才导通。也就是说，只有在电容C充电期间才有电网的输入电流,i,i,该电流为峰值很高的脉冲电流，如图8-26(b)所示。由于输入电流存在波形畸变因而会导致功率因数下降并产生高次谐波分量，污染电网。,图 8-26 传统整流电路及波形图,(a)整流滤波电路；(b)波形图,采用有源功率因数校正技术是解决上述问题的有效途径。APFC技术的基本思想是将输入交流电进行全波整流，在整流电路与滤波电容之间加入DC/DC变换电路，通过适当控制使输入电流的波形自动跟随输入电压的波形，即使整流器的输出电流跟随它输出的直流脉动电压波形且要保持储能电容电压稳定，从而实现稳压输出和单位功率因数输入，其原理如图8-27所示。从原理框图来看，这就是一种开关电源，但它与传统的开关电源不同，DC/DC变换电路之前没有滤波电容，电压是全波整流器输出的半波正弦脉动电压，而不像开关电源那样是方波。这个正弦半波脉动直流电压和整流器的输出电流与输出的负载电压都受到实时检测与监控，控制结果是使全波整流器的输入功率因数近似为1。,图 8-27 APFC基本电路,8.3.3 有源功率因数校正的电路结构,APFC的电路结构有双级式和单级式两种，如图8-28所示。双级式电路是由Boost转换器和DC/DC变换器级联而成的，中间直流母线电压一般都稳定在400 V。前级的Boost电路实现功率因数校正，后级的DC/DC变换器实现隔离和降压。其优点是每级电路可单独分析、设计和控制，特别适合作为分布式电源系统的前置级。单级式APFC电路集功率因数校正和输出隔离、电压稳定于一体，结构简单，效率高，但分析和控制复杂，适用于单一集中式电源系统。,图 8-28 有源功率因数校正电路结构,(a)双级式；(b)单级式,8.3.4 有源功率因数校正的控制,有源功率因数校正技术的思路是，控制已整流后的电流，使之在对滤波大电容充电之前能与整流后的电压波形相同，从而避免形成电流脉冲，达到改善功率因数的目的。有源功率因数校正电路原理如图8-29所示，主电路是一个全波整流器，实现AC/DC的变换，电压波形不会失真；在滤波电容,C,之前是一个Boost变换器，实现升压式DC/DC变换。从控制回路来看，它由一个电压外环和一个电流内环构成。在工作过程中，升压电感,L,1,中的电流受到连续的监控和调节，使之能跟随整流后正弦半波电压波形。,图 8-29 有源功率因数校正电路原理,整流器输出电压,u,d,、升压变换器输出电容电压,u,C,与给定电压,U,*,c,的差值都同时作为乘法器的输入，构成电压外环,而乘法器的输出就是电流环的给定电流,I,*,s,。,升压变换器输出电容电压,u,C,与给定电压,U,*,c,作比较的目的是判断输出电压是否与给定电压相同，如果不相同，可以通过调节器调节使之与给定电压相同，调节器（图中的运算放大器）的输出是一个直流值，这就是电压环的作用。而整流器输出电压,u,d,显然是正弦半波电压波形，它与调节器结果相乘后波形不变，所以很明显也是正弦半波的波形且与,u,d,同相。,将乘法器的输出作为电流环的给定信号,I,*,s,，才能保证被控制的电感电流,i,L,与电压波形,u,d,一致。,I,*,s,的幅值与输出电压,u,C,同给定电压,U,*,c,的差值有关，也与,u,d,的幅值有关。,L,1,中的电流检测信号,i,F,与,I,*,s,构成电流环，产生PWM信号,即开关V的驱动信号。V导通，电感电流,i,L,增加。当,i,L,增加到等于电流,I,*,s,时，V截止，这时使二极管导通，电源和,L,1,释放能量，同时给电容,C,充电和向负载供电，这就是电流环的作用。,由升压直流转换器的工作原理可知，升压电感,L,1,中的电流有连续和断续两种工作模式，因此可以得到电流环中的PWM信号即开关V的驱动信号有两种产生方式：一种是电感电流临界连续的控制方式，另一种是电感电流连续的控制方式。这两种控制方式下的电压、电流波形如图8-30所示。,图 8-30 APFC控制的波形,(a)峰值电流控制方式；(b)平均电流控制方式,由图8-30(a)的波形可知，开关V截止时，电感电流,i,L,刚好降到零；开关导通时，,i,L,从零逐渐开始上升；,i,L,的峰值刚好等于电流给定值,I,*,s,。即开关V导通时，电感电流从零上升；开关截止时，电感电流从峰值降到零。电感电流,i,L,的峰值包络线就是,I,*,s,。因此,这种电流临界连续的控制方式又叫峰值电流控制方式。,从图8-30(b)的波形可知，这种方式可以控制电感电流,i,L,在给定电流,I,*,s,曲线上，由高频折线来逼近正弦曲线，这就是电流滞环控制，,I,*,s,反映的是电流的平均值，因此这种电流连续的控制方式又叫平均值控制方式。电感电流,i,L,经过,C,1,和射频滤波后，得到与输入电压同频率的基波电流,i,i,。,在相同的输出功率下，峰值电流控制的开关管电流容量要大一倍。平均电流控制时，在正弦半波内，电感电流不到零，每次DC/DC开关导通之前，电感,L,1,和二极管VD中都有电流,因此开关开通的瞬间，,L,1,中的电流、二极管VD中的反向恢复电流对直流转换电路中的开关器件V和二极管形成了“寿命杀手”，在选择元件时要特别重视。而峰值电流控制没有这一缺点，只要检测电感电流下降时的变化率，当电流过零时就允许开关开通，而电流的峰值用一个限流电阻检测就能达到目的，这样既便宜又可靠，在小功率范围内推广应用是很适合的。,8.3.5 APFC技术的应用,从上述控制技术可知，Boost 转换器的输出电压,U,o,是稳定的直流电压，一般为400 V。交流电网电压在一个很大的范围内变化，通过功率因数校正后的直流电压都为一稳压的电压源，随后再经过变换满足各种不同应用的要求。由于APFC使得电网端的功率因数为1，减小了输入电流，降低了配电输电线的损耗，消除了用电装置的谐波分量对电网的污染。因此，凡是本身的工作会产生非线性，引起电网电压、电流畸变的电力电子装置，如果增加功率因数校正部分，对电网带来的效益是明显的，但对于用电器本身则会增大体积，提高成本。不过随着电力电子器件的发展和微电子技术的发展，第四代IGBT的工作频率已达150 kHz，完全可以取代功率MOSFET,而且用于功率因数校正的集成控制器已先后出台并涌入市场，因此，APFC的成本增加不大，而可靠性却大大提高了。,同时，由于APFC增加了一级功率调节环节，它既要使输入电流波形呈正弦波，又要能够稳定输出电压，要同时具有这两个互相矛盾的特性，势必会造成动态响应的恶化。例如，传统的PWM技术使用Boost转换器时，在负载和电网电压变化时改变脉冲宽度，使输出电压保持稳定，而APFC电路则必须将输入电流波形调整成正弦波，所以至少要有半个周期时间保持同一控制方式，其结果会造成输出电压稳定时间的恶化和脉动电压增大。这种影响会因电路方式的不同而有差异，但如果合理设计输出滤波电容,C,，就可得到适当补偿。增大输出滤波电容C的容量，使之同时满足电压纹波和交流突然断电时维持时间的要求。很显然，如果电容,C,是一个蓄电池，像UPS那样，那么负载变化时，快速响应由电池和级联的DC/AC变换解决，而前面的APFC保证电流波形的跟随，这样就可获得功率因数高、动态响应好的输出结果。,因此，只要是双级式的APFC，系统的动态响应就由级联的DC/DC变换器的后级承担，这样就可以改善系统的动态响应，满足各种不同电器的需要。,