双反星型整流电路.ppt

单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,目 录,2.6,大功率可控整流电路,三相半波整流电路,电原理与整流波形,图,2-25,考虑变压器漏感时的,三相半波可控整流电路及波形,2.3,大功率可控整流电路,2.6.1,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.2,多重化整流电路,2.6,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路的特点：适用于低电压、大电流的场合,多重化整流电路的特点：,在采用相同器件时可达到更大的功率,可减少交流侧输入电流的谐波或提高功率因数，从而减小对供电电网的干扰。,大功率可控整流电路,2.6,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,电解电镀等工业中应用,低电压大电流（例如几十伏，几千至几万安）可调直流电源,图,2-35,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,电路结构的特点,变压器二次侧为两组匝数相同极性相反的绕阻，分别接成两组三相半波电路。,变压器二次侧两绕组的极性相反可消除铁芯的直流磁化。,设置电感量为,L,p,的平衡电抗器是为保证两组三相半波整流电路能同时导电。,与三相桥式电路相比，在采用相同晶闸管的条件下，双反星形电路的输出电流可大一倍。,图,2-35,带平衡电抗器的,双反星形可控整流电路,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,绕组的极性相反的目的：消除直流磁通势,如何实现？,如图可知，虽然两组相电流的瞬时值不同，但是平均电流相等而绕组的极性相反，所以直流安匝互相抵消。,图,2-36,双反星形电路，,=0,时两组整流电压、电流波形,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,接平衡电抗器的原因：,两个直流电源并联时，只有当电压平均值和瞬时值均相等时，才能使负载均流。,双反星形电路中，两组整流电压平均值相等，但瞬时值不等。,两个星形的中点,n,1,和,n,2,间的电压等于,u,d1,和,u,d2,之差。该电压加在,L,p,上，产生电流,i,p,，它通过两组星形自成回路，不流到负载中去，称为,环流,或,平衡电流,。,考虑到,i,p,后，每组三相半波承担的电流分别为,I,d,/2,i,p,。为了使两组电流尽可能平均分配，一般使,L,p,值足够大，以便限制环流在负载额定电流的,1%,2%,以内。,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,双反星形电路中如不接平衡电抗器，即成为,六相半波整流电路,：,只能有一个晶闸管导电，其余五管均阻断，每管最大导通角为,60,o,，平均电流为,I,d,/6,。,当,=0,o,时，,U,d,为,1.35,U,2,，比三相半波时的,1.17,U,2,略大些。,六相半波整流电路因晶闸管导电时间短，变压器利用率低，极少采用。,双反星形电路与六相半波电路的区别,有无平衡电抗器。,平衡电抗器的作用：,使得两组三相半波整流电路同时导电。,对平衡电抗器作用的理解是掌握双反星形电路原理的关键。,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,由于平衡电抗器的作用使得两组三相半波整流电路同时导电的,原理分析：,平衡电抗器,L,p,承担了,n,1,、,n,2,间的电位差，它补偿了,u,b,和,u,a,的电动势差，使得,u,b,和,u,a,两相的晶闸管能同时导电。,时，,u,b,u,a,，,VT,6,导通，此电流在流经,L,P,时，,L,P,上要感应一电动势,u,p,，其方向是要阻止电流增大。可导出,L,p,两端电压、整流输出电压的数学表达式如下：,（,2-97,）,（,2-98,）,图,2-37,平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形,图,2-38,平衡电抗器作用下,两个晶闸管同时导电的情况,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,原理分析,(,续,),：,虽然 ，但由于,L,p,的平衡作用，使得晶闸管,VT,6,和,VT,1,同时导通。,时间推迟至,u,b,与,u,a,的交点时，,u,b,=,u,a,，。,之后,u,b,u,b,，电流才从,VT,6,换至,VT,2,。此时变成,VT,1,、,VT,2,同时导电。,每一组中的每一个晶闸管仍按三相半波的导电规律而各轮流导电。,图,2-37,平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形,图,2-38,平衡电抗器作用下,两个晶闸管同时导电的情况,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,由上述分析以可得：,平衡电抗器中点作为整流电压输出的负端，其输出的整流电压瞬时值为两组三相半波整流电压瞬时值的平均值，见式（,2-98,），波形如图,2-37 a,中蓝色粗线所示。,（,2-98,）,图,2-37,平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,谐波分析,将图,2-36,中,u,d1,和,u,d2,的波形用傅氏级数展开，可得,当,=0,时的,u,d1,、,u,d2,，即,由式（,2-97,）和（,2-98,）可得,可见，,u,d,中的谐波分量比直流分量要小得多，且最低次谐波,为六次谐波。,（,2-99,）,（,2-100,）,（,2-101,）,（,2-102,）,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,=30,、,=60,和,=90,时输出电压的波形分析,需要分析各种控制角时的输出波形时，可先求出两组三相半波电路的,u,d1,和,u,d2,波形，然后根据式（,2-98,）做出波形,(,u,d1,+,u,d2,)/2,。,双反星形电路的输出电压波形与三相半波电路比较，脉动程度减小了，脉动频率加大一倍，,f,=300Hz,。,电感负载情况下，移相范围是,90,。,如果是电阻负载，移相范围为,120,。,图,2-39,当,=30,、,60,、,90,时，双反星形电路的输出电压波形,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,整流电压平均值与三相半波整流电路的相等，为,:,U,d,=1.17,U,2,cos,将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得出以下结论：,（,1,）三相桥为两组三相半波串联，而双反星形为两组三相半波并联，且后者需用平衡电抗器。,（,2,）当,U,2,相等时，双反星形的,U,d,是三相桥的,1/2,，而,I,d,是单相桥的,2,倍。,（,3,）两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一样，,u,d,和,i,d,的波形形状一样。,带平衡电抗器的双反星形可控整流电路,2.6.1,多重化整流电路,整流装置功率进一步加大时，所产生的谐波、无功功率等对电网的干扰也随之加大，为减轻干扰，可采用多重化整流电路。,1.,移相多重联结,2,个,三相桥并联,而成的,12,脉波整流电路,。,图,2-40,并联多重联结的,12,脉波整流电路,2.6.2,移相,30,构成的串联,2,重联结电路,星形,三角形,图,2-41,移相,30,串联,2,重联结电路,图,2-42,移相,30,串联,2,重联结电路电流波形,整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位,相差,30,、大小相等的两组电压，接到相互串联的,2,组整流桥。,多重化整流电路,2.6.2,i,A,基波幅值,I,m,1,和,n,次谐波幅值,I,mn,分别如下：,即输入电流谐波次数为,12,k,1,，其幅值与次数成反比而降低。,该电路的其他特性如下：,直流输出电压,位移因数,cos,j,1,=cos,a,（单桥时相同）,功率因数,l,=,n,cos,j,1,=0.9886cos,a,（,2-103,）,（,2-104,）,多重化整流电路,2.6.2,利用变压器二次绕阻接法的不同，互相错开,20,，可将三组桥构成,串联,3,重联结电路,：,整流变压器采用星形三角形组合无法移相,20,，需采用曲折接法。,整流电压,u,d,在每个电源周期内脉动,18,次，故此电路为,18,脉波整流电路,。,交流侧输入电流谐波更少，为,18,k,1,次（,k,=1,2,3,），,u,d,的脉动也更小。,输入位移因数和功率因数分别为：,cos,j,1,=cos,a,=0.9949cos,a,多重化整流电路,2.6.2,将整流变压器的二次绕组移相,15,，可构成,串联,4,重联结电路,为,24,脉波整流电路,其交流侧输入电流谐波次为,24,k,1,，,k,=1,，,2,，,3,。,输入位移因数功率因数分别为：,cos,j,1,=cos,a,=0.9971cos,a,采用多重联结的方法并不能提高位移因数，但可使输入电流谐波大幅减小，从而也可以在一定程度上提高功率因数。,多重化整流电路,2.6.2,2.,多重联结电路的顺序控制,只对多重整流桥中一个桥的,角进行控制，其余各桥的工作状态则根据需要输出的整流电压而定。,或者不工作而使该桥输出直流电压为零。,或者,=0,而使该桥输出电压最大。,根据所需总直流输出电压从低到高的变化，按顺序依次对各桥进行控制，因而被称为,顺序控制,。,并不能降低输入电流谐波。但是各组桥中只有一组在进行相位控制，其余各组或不工作，或位移因数为,1,，因此,总功率因数得以提高。,我国电气机车的整流器大多为这种方式。,多重化整流电路,2.6.2,3,重晶闸管整流桥顺序控制,当需要的输出电压低于三分之一最高电压时，只对第,I,组 桥的,角进行控制，连续触发,VT,23,、,VT,24,、,VT,33,、,VT,34,使其 导通，这样第,II,、,III,组桥的输出电压就为零。,图,2-43,单相串联,3,重联结电路及顺序控制时的波形,从电流,i,的波形可以看出，虽然波形并为改善，但其基波分量比电压的滞后少，因而位移因数高，从而提高了总的功率因数。,多重化整流电路,2.6.2,1,脉冲形成环节,控制电压,u,co,加在,V,4,基极上。,V,4,、,V,5,脉冲形成,V,7,、,V,8,脉冲放大,图,2-54,同步信号为锯齿波的触发电路,同步信号为锯齿波的触发电路,2.9.1,u,co,对脉冲的控制作用及脉冲形成：,u,co,=0,时，,V,4,截止。,V,5,饱和导通。,V,7,、,V,8,处于截止状态，无脉冲输出。电容,C,3,充电，充满后电容两端电压接近,2,E,1,(30V),。,电容,C,3,放电和反向充电，使,V,5,基极电位,，直到,u,b5,-,E,1,(-15V,),，,V,5,又重新导通。使,V,7,、,V,8,截止，输出脉冲终止。,时，,V,4,导通，,A,点电位由,+,E,1,(+15V),1.0V,左右，,V,5,基极电位,约,-2,E,1,(-30V),，,V,5,立即截止。,V,5,集电极电压由,-,E,1,(-15V),到,+2.1V,，,V,7,、,V,8,导通，输出触发脉冲。,脉冲前沿由,V,4,导通时刻确定，脉冲宽度与反向充电回路时间常数,R,11,C,3,有关。,电路的触发脉冲由脉冲变压器,TP,二次侧输出，其一次绕组接在,V,8,集电极电路中。,图,2-54,同步信号为锯齿波的触发电路,输出,同步信号为锯齿波的触发电路,2.9.1,2.,锯齿波的形成和脉冲移相环节,锯齿波电压形成的方案较多，如采用自举式电路、恒流源电路等；本电路采用恒流源电路。,恒流源电路方案,，由,V,1,、,V,2,、,V,3,和,C,2,等元件组成,V,1,、,VS,、,RP,2,和,R,3,为一恒流源电路,图,2-54,同步信号为锯齿波的触发电路,同步信号为锯齿波的触发电路,2.9.1,工作原理：,V,2,导通时，因,R,4,很小故,C,2,迅速放电，,u,b3,电位迅速降到零伏附近。,V,2,周期性地通断，,u,b3,便形成一锯齿波，同样,u,e3,也是一个锯齿波。,图,2-54,同步信号为锯齿波的触发电路,同步信号为锯齿波的触发电路,2.9.1,V,2,截止时，恒流源电流,I,1c,对电容,C,2,充电，,调节,RP,2,，即改变,C,2,的恒定充电电流,I,1c,，可见,RP,2,是用来调节锯齿波斜率的。,射极跟随器,V,3,的作用是减小控制回路电流对锯齿波电压,u,b3,的影响。,图,2-55,同步信号为锯齿波的触发电路的工作波形,工作原理（续）：,同步信号为锯齿波的触发电路,2.9.1,加,u,p,的目的是为了确定控制电压,u,co,=0,时脉冲的初始相位。,M,点是,V,4,由截止到导通的转折点，也就是脉冲的前沿。,当,u,co,为正值时，,b,4,点的波形由,u,h,+,u,p,+,u,co,确定。,如果,u,co,=0,，,u,p,为负值时，,b,4,点的波形由,u,h,+,u,p,确定。,V,4,基极电位由锯齿波电压、控制电压,u,co,、直流偏移电压,u,p,三者作用的叠加所定。,图,2-54,同步信号为锯齿波的触发电路,三相全控桥时的情况,:,接感性负载电流连续时，脉冲初始相位应定在,=90,；,如果是可逆系统，需要在整流和逆变状态下工作，要求脉冲的移相范围理论上为,180,（由于考虑,min,和,b,mi,n,，实际一般为,120,），由于锯齿波波形两端的非线性，因而要求锯齿波的宽度大于,180,，例如,240,，此时，令,u,co,=0,，调节,u,p,的大小使产生脉冲的,M,点移至锯齿波,240,的中央（,120,处），相应于,=90,的位置。,如,u,co,为正值，,M,点就向前移，控制角,90,，,晶闸管电路处于逆变状态。,同步信号为锯齿波的触发电路,2.9.1,3.,同步环节,同步,要求触发脉冲的频率与主电路电源的频率相同且相位关系确定。,锯齿波是由开关,V,2,管来控制的。,V,2,开关的频率就是,锯齿波的频率,由同步变压器所接的交流电压决定。,V,2,由导通变截止期间产生锯齿波,锯齿波起点,基本就是同步电压由正变负的过零点。,V,2,截止状态持续的时间就是,锯齿波的宽度,取决于充电时间常数,R,1,C,1,。,同步信号为锯齿波的触发电路,2.9.1,4.,双窄脉冲形成环节,内双脉冲电路,V,5,、,V,6,构成“或”门,当,V,5,、,V,6,都导通时，,V,7,、,V,8,都截止，没有脉冲输出。,只要,V,5,、,V,6,有一个截止，都会使,V,7,、,V,8,导通，有脉冲输出。,第一个脉冲由本相触发单元的,u,co,对应的控制角,产生。,隔,60,的第二个脉冲是由滞后,60,相位的后一相触发单元产生（,通过,V,6,）。,三相桥式全控整流电路的情况,(,自学,),同步信号为锯齿波的触发电路,2.9.1,集成触发器,可靠性高，技术性能好，体积小，功耗低，调试方便。,晶闸管触发电路的集成化已逐渐普及，已逐步取代分立式电路目前国内常用的有,KJ,系列和,KC,系列，下面以,KJ,系列为例。,KJ004,与分立元件的锯齿波移相触发电路相似,分为同步、锯齿波形成、移相、脉冲形成、脉冲分选及脉冲放大几个环节。,图,2-56 KJ004,电路原理图,2.9.2,完整的三相全控桥触发电路,3,个,KJ004,集成块和,1,个,KJ041,集成块，可形成六路双脉冲，再由六个晶体管进行脉冲放大即可。,图,2-57,三相全控桥整流电路的集成触发电路,集成触发器,2.9.2,KJ041,内部是由,12,个二极管构成的,6,个或门。,也有厂家生产了将图,2-57,全部电路集成的集成块，但目前应用还不多。,模拟与数字触发电路,以上触发电路为,模拟,的，,优点,：结构简单、可靠；,缺点,：易受电网电压影响，触发脉冲不对称度较高，可达,3,4,，精度低。,数字,触发电路：脉冲对称度很好，如基于,8,位单片机的数字触发器精度可达,0.7,1.5,。,集成触发器,2.9.2,触发电路的定相,触发电路的定相,触发电路应保证每个晶闸管触发脉冲与施加于晶闸管的交流电压保持固定、正确的相位关系。,措施,：,同步变压器原边接入为主电路供电的电网，保证频率一致。,触发电路定相的关键是确定同步信号与晶闸管阳极电压的关系。,图,2-58,三相全控桥中同步电压与主电路电压关系示意图,2.9.3,三相桥整流器，采用锯齿波同步触发电路时的情况,同步信号负半周的起点对应于锯齿波的起点，通常使锯齿波的上升段为,240,，上升段起始的,30,和终了的,30,线性度不好，舍去不用，使用中间的,180,。锯齿波的中点与同步信号的,300,位置对应。,使,U,d,=0,的触发角,为,90,。当,90,时为逆变工作。,将,=90,确定为锯齿波的中点，锯齿波向前向后各有,90,的移相范围。于是,=90,与同步电压的,300,对应，也就是,=0,与同步电压的,210,对应。由图,2-58,及,2.2,节关于三相桥的介绍可知，,=0,对应于,u,a,的,30,的位置，则同步信号的,180,与,u,a,的,0,对应，说明,VT,1,的同步电压应滞后于,u,a,180,。,触发电路的定相,2.9.3,变压器接法：主电路整流变压器为,D,y-11,联结，同步变压器为,D,y-11,5,联结。,图,2-59,同步变压器和整流变压器的接法及矢量图,触发电路的定相,2.9.3,表,2-4,三相全控桥各晶闸管的同步电压（采用图,2-59,变压器接法时）,晶闸管,VT,1,VT,2,VT,3,VT,4,VT,5,VT,6,主电路,电压,+,u,a,-,u,c,+,u,b,-,u,a,+,u,c,-,u,b,同步电压,-,u,sa,+,u,sc,-,u,sb,+,u,sa,-,u,sc,+,u,sb,触发电路的定相,2.9.3,为防止电网电压波形畸变对触发电路产生干扰，可对同步电压进行,R-C,滤波，当,R-C,滤波器滞后角为,60,时，同步电压选取结果如表,2-5,所示。,表,2-5,三相桥各晶闸管的同步电压（有,R-C,滤波滞后,60,）,晶闸管,VT,1,VT,2,VT,3,VT,4,VT,5,VT,6,主电路,电压,+,u,a,-,u,c,+,u,b,-,u,a,+,u,c,-,u,b,同步电压,+,u,sb,-,u,sa,+u,sc,-,u,sb,+,u,sa,-,u,sc,触发电路的定相,2.9.3,本章小结,可控整流电路，重点掌握：电力电子电路作为分段线性电路进行分析的基本思想、单相全控桥式整流电路和三相全控桥式整流电路的原理分析与计算、各种负载对整流电路工作情况的影响；,电容滤波的不可控整流电路的工作情况，重点了解其工作特点；,与整流电路相关的一些问题，包括：,（,1,）变压器漏抗对整流电路的影响，重点建 立换相压降、重叠角等概念，并掌握相关的计算，熟悉漏抗对整流电路工作情况的影响。,（,2,）整流电路的谐波和功率因数分析，重点掌握谐波的概念、各种整流电路产生谐波情况的定性分析，功率因数分析的特点、各种整流电路的功率因数分析。,大功率可控整流电路的接线形式及特点，熟悉双反星形可控整流电路的工作情况，建立整流电路多重化的概念。,本章小结,可控整流电路的有源逆变工作状态，重点掌握产生有源逆变的条件、三相可控整流电路有源逆变工作状态的分析计算、逆变失败及最小逆变角的限制等。,晶闸管直流电动机系统的工作情况，重点掌握工作于各种状态时系统的特性，包括变流器的特性和电机的机械特性等，了解可逆电力拖动系统的工作情况，建立环流的概念。,用于晶闸管可控整流电路等相控电路的驱动控制，即晶闸管的触发电路。重点熟悉锯齿波移相的触发电路的原理，了解集成触发芯片及其组成的三相桥式全控整流电路的触发电路，建立同步的概念，掌握同步电压信号的选取方法。,本章小结,