基于PWM控制同相Buck-Boost DC-DC转换器研究与设计.pdf

摘要 摘要随着便携式电子设备的广泛使用并且具有多项功能，要求具有高效的电源管理解决方案来延长 电池的使用寿命电源管理系统为了产生一个固定的电源电压，而此时电源电压介于电池充分充电 的电压与电池未充分放电的电压范围之间，比如锂离子电池，当输入为Z7V到4.2V时,输出为33V,达到这种要求最佳的解决方法就是采用高效率，同相Buck-Boost DC-DC转换器.本文在对传统与三模式升降压转换器对比分析的基础上，基于丫口偏移电压的三角波与基于Vs 选通信号的锯齿波的两种控制方式，分析了三种模式升降压转换器的工作原理与详细控制方式，选 择Vs选通信号的锯齿波控制方式完成对功率管开关的控制，并以更少的电路资源与更精确的模式 转换实现转换器三种模式的无缝隙切换；其次对转换器功率级参数以及驱动电路进行优化设计，并 利用开关电路平均法对转换器工作在连续导通模式下的降压、降压/升压、升压进行线性化等效建模，推导出功率级与环路的传输特性，并针对此特性进行了环路稳定性设计；最后将稳定性分析与系统 分析结果落实到电路设计中，完成系统复杂特性与效率分析.采用CSMCO.5AmeMOS工艺，运用Cadence Spectre软件，对系统进行了仿真验证,系统开关 频率为1MHz,设计效率为87%,仿真获得的典型负载下的最大效率为86%；输入电压2.74.2V、输出电压可达到在155V之间变化。稳态时的开关纹波对于5V为20mV,3.3V为16mV.同时在 完成系统设计和电路设计的基础上，进行了系统版图的规划和布局，以及完成了版图设计.关键词：降压/升压，四开关，脉冲宽度调制，连续导通模式，三模式转换Abstract AbstractThe widespread use of portable devices with multiple functionalities has resulted in the requirement of efficient power saving solutions to prolong battay life.State-of-the-art power managemoit systems are used to generate 3.3V constant supplies from battery sources having a wide tenninal voltage variation(Li-ion:2.7-4.2V).At any given time,the required voltage can be higher or lower than the battery voltage,depending on the application,thereby requiring a high efficiency non-inverting budc-boost dc-dc converter.Firstly analyzing and comparing the traditional and diree modes buck-boost dc-dc converter,through basing on die level lifted voltage(VLs)and selected signal(Vs)control modes,the thesis uses lesser and more accurate control 8cheme(V)as the system control mode which provide automatic and smooth transition through three modes;Secondly,the design results of power stage and drive circuits is reported,while a time-averaged small signal model for a sysnchrounous buck-boost converter power stage in buck、buck/boost boost modes is explained intuitively,and feedback control is employed in dc-dc converters to regulate the system steadily;Lastly,depanding on the analysis of system,die complicated characters and e efficiency analysis are finished witii precise one-to-one mapping with tiie operation of the circuitUnder the process of CSMC 0.5gm CMOS,the udioJe system is simulated and verified using Cadence Spectre.The switched frequency was 1MHz,and the designed efficiency was 87%.However,simulation presented an efficiency of 86%under typical load level.When the supply voltage is 2.7V to 4.2V the ouut voltage is 1.5V to 5Y where the switching ripple was 20mV for 5V output,and 16mV for 3.3V output Based on the system analysis,the key circuits are designed And then,the layout of the whole system is layout and accomplishedKey words:Buck-Boost,four switches,pulse-width-modulation(PWM),continuous conduction mode(CCM),three modes transition第一章绪论第一章绪论1.1课题的背景与研究的意义随着电子技术的高速发展，便携式设备如手机、PDA、MP4、笔记本电脑等的功能越来越丰 富，多媒体、高速数据访问、视频会议、数据流等新技术正在不断投入应用，为了延长这些设备 中各类型电池的工作时间，世界各国都在致力于电源管理技术的深入研究，并取得重要进展。目前，电源管理技术已成为便携式电子产品中必不可少的技术。正是由于采用了先进的电源 管理技术，便携式电子产品才得以广泛应用。反之，便携式电子产品的迅速增长也促进了对电源 管理技术的更高要求.在便携式电子产品中，迫切需要为其提供能量电源具有更小体积（高功率密 度）、高可靠、高效率和更低的成本.显然，传统的线性电源系统无论在体积、效率、性能以及可 靠性等各方面均已无法适应要求。目前，世界各国正在大力研制开发便携式应用的新型低压开关 电源，它具有体积小、重量轻、损耗小、效率高、应用范围广等优点，正逐渐取代传统的线性电 源，成为电子设备电源中的主流产品。从便携式应用的电源管理技术的发展趋势来看，需要考虑以下两个问题：1.便携式电子产品日趋小巧轻薄化，必须考虑电源系统体积小、重量轻、效率高的需求；2.电源管理芯片力求高集成度、高可靠性、低噪声、抗干扰、低功耗，突破瓶颈，延长电池 寿命。相对于电源管理芯片中线性稳压器，当输入与输出的电压差较高时DC-DC开关电源稳压器 解决了其效率低的问题。它通过使用低电阻开关和磁存储单元实现了高达90%以上的效率，因此 极大地降低了转换过程中的效率损失。DC-DC开关电源中的降压和升压稳压器经过多年的发展，无论从技术积累的程度还是产品功能和性能的开发都已相当的成熟。但是无论是单独的升压还是 降压稳压器，由于本身拓扑结构的局限都无法实现对处于输入电压范围内的输出电压的稳压功能,例如锂离子电池的输出电压范围为2.74.2V之间，单独的Buck或Boost都无法在锂离子电池正 常输出电压范围内实现3.3V稳压功能，如图所示.图1-1锂离子电池放电曲线为了提高电池的使用效率和延长使用寿命，由于Buck-Boost转换器的特性使得该类型转换器 在许多电池供电系统中的到了广泛的应用.例如应用在锂离子电池驱动系统中，可延长电池的使 用寿命达到1520%。随着Buck-Boost转换器的技术不断成熟，自动升降压DC-DC稳压器的市场 需求得到了急剧的增加。1.2 Buck-Boost转换器研究现状_东南大学硕士学位论文目前，Buck-Boost升降压转换器可通过多个不同的功率级拓扑结构来实现。其中实现升降压 转换器功能的功率级拓扑结构包括叫(1)、反激式转换器(FlybacK)；(2)、升压+线性稳压器(Boost+LDO)：(3).单端次级电感转换器(SEPIC)；(4)、反相Buck-Boost转换器；(5)、Cuk转换 器；(6)、同相BuckBoost转换器，如图12所示.但是在便携式应用中，低成本和小的体积是设 计的关键，因此需要尽可能少的使用外围的器件。(b)Boost+LDO 转换器(d)反相Buck-Boost转换器V(e)Cuk转换器同相Buck-Boost转换器图12升降压转换器功率级拓扑结构通过比较表11中的各种功率级拓扑结构，同时考虑便携式设备中要求的外围器件少、成本 低、效率高、以及单电源供电，系统设计最终采用了同相Buck Boost转换器拓扑结构。文献口 从转换器效率角度介绍了选择四开关拓扑结构的同相升降压转换器的基本原理，文献4卜5则从 功率级实现升降压转换功能以及控制级电路的实现方式，具体阐述了如何设计一款脉冲宽度调制(Pulse Width Modulate,PWM)和脉冲频率调制(Pulse Frequency Modulate,PFM)相结合的高效同 相升降压转换器的设计技术表1.1升降压转换器功率级拓扑结构图性能拓扑结构复杂性效率外围器件Flyback转换器低低互感器，单电容Boost+LDO转换器高低单电感，两电容SEP1C转换器低高两电感，两电容反相升降压转换器高中单电盛，单电容Cuk转换器高中两电感，两电容同相升降压转换器高中单电感，单电容产品方面，凌特公司(Linear Technology)升降压系列产品，从ETC3440到LTC3444,产品的 性能和功能不断提高。其中最新款的ETC3444升降压稳压器是专为3G WideBandBuck-Boort 图24给出了典型的升压模式简化波形图，当V”增加到接近V。时，则转换器转换将进入降 压/升压模式。图24升压模式开关管电压与电感电流波形3、降压/升压(Buck/Boost)模式当输入电压Vm接近输出电压V。时，转换器处于降压/升压模式每个周期中，如果控制器 以开关管Mi和W的接通作为开始，则开关M和M3随后接通。最后开关管Mi和四在剩余的 时间里接通。如果控制器以开关Mi和M3的接通作为开始，则开关管M和M4随后接通，最后 开关M2和N在剩余的时间里导通。图25给出了该模式简化的典型占空比开关波形。(a)降压升压模式(VJNVour)(b)降压升压模式(VINWovr)图25降压升压模式开关管电压与电感电流波形显然，对于改进型四开关Buck Boost转换器，若处在降压或升压模式时，仅使用四开关管中 的其中两个以类似典型的同步降压或升压转换器那样交替开关工作，而其它两个开关管串联在支 路中则常通，常断形式并联在支路中，功能上不再起作用。与经典四开关转换器在每个开关周期 7_东南大学硕士学位论文中开关管都交替工作的机制相比，三模式组合切换电路大大减少了开关损耗，提高了效率，实现 了降压区和井压区之间占空比的平滑过渡，过冲下降稳态性提高2.2 模式切换控制2.2.1 Vls控制原理以上提出的改进型单电感单电容四开关功率管Buck-Boost开关电源系统，其中的关键就在于 实现状态模式的精确检测与快速切换。图24给出了一种利用输出状态反馈并基于占空比变化的 状态检测与切换控制系统结构，为典型电压模单环反馈控制结构，通过控制四开关管间断工作可 实现降压升压功能设V”。为误差放大器的输出，与三角波载波信号Vz经比较器CMP1、CMP2 反相或同相比较后产生PWM占空比调制信号。通过控制Veao与三角波幅值的相对位置关系可确 定转换器工作在Buck Buck/Boost或Boost功能模式。图24基于固定偏移量控制的Buck-Boost系统结构框图在系统反馈控制中，当丫叩与V,经CMP2比较后产生Boost PWM占空比调制信号，若 输出电压V。减小则使Dm增大：同时Veao经过Vls电平移位后得到Vea产Veao+Vw再与相同 的Vz载波信号经CMP1反相比较后产生Buck PWM占空比调制信号，若输出电压V。增大则使 减小。设振荡器产生的V,的最小值与最大值分别为Vz*和Vzi其峰-峰值为Ve，而 与Ve的相互关系决定了系统模式的具体划分.当丫皿时，无论输入输出关系如何，系统均处 于经典四开关BuckBoost工作模式；当V.Vtw时，VjV。为Buck模式、VV0为Boost模式;在剩余的两种关系中，VlsVe将导致Veao与Vem无法同时处于载波信号的动态范围之间，使 Buck/Boost转换区域或调制模式丢失，当Vin在接近Vo的局部范围内电路失去应有的调节作用.因此，为实现在整个输入电压范围内对输出的稳压调节作用，同时考虑工艺漂移及比较器随机失 调对系统精度的影响，应选取VlsWtw的控制条件，且VtwMs与Buck/Boost工作范围成正比.从效率角度出发，为限制效率相对较低的Buck/Boost区域范围，Vls一般应略小于Ve值.1、Buck模式在输入电压V.变换到V。的过程中,误差放大器输出经电平移位后，若VemWEAFVTw皿,则转换器进入降压模式。若V。固定，则伴随着输入电压Vj的不断降低，占空比D不断增大.当 Veao等于Ve刖时，降压模式的占空比达到最大值，其调节原理如图24所示.8第二章 同相Buck-Boost转换器(a)非临界条件(b)临界条件图28降压模式转换图2、Buck/Boost 模式当输入电压Vm下降到与输出电压V。充分接近时，误差放大器输出电压丫即将大于三角波 Ve波谷值Veh，同时Vw小于三角波峰值Vz av系统进入降压/升压模式，并可分 为V/Vw、与VmWm的三种状态。(a)VinVM OOViiKVg图2-9降压升压模式转换图经典Buck-Boost由相互交替的Boost充电与Buck放电回路构成，输入与输出相互独立，即 输入电压决定电感充电，输出电压决定电感放电.由图29可知，改进型Buck Boost充放电过程 不同于经典降压/升压模式。以VJV。为例，Boost充电阶段除了正常的Boost通路充电时间T2 外，还包含T】、T3的Buck充电时间，而Buck放电阶段仅包含T4的Buck通路放电时间。同样，当V6V。时，充电阶段仅包含T2的Boost通路充电时间，放电阶段除正常的Buck通路放电时间 T,外，还包含T|、T3时间段的Boost通路放电时间.转换器工作在降压升压模式下各个时间段 开关管导通情况如表2.1所示，其中T与T?为耦合输入与输出的充放电时间.当VV。时，Tn T3内电感电流Boost成份的充电斜率为(Vj1rV)/L：当VeW。时，在同样的T与Tj时段电感Boost 成份的放电斜率为(Vo-Va/L,而T?与T4为输入输出独立的电感电流充放电时间与经典降乐升压 转换器相同；当ViirW。时，T产T”，开关管Mi、M2和M3、W占空比相等，电感电流的斜率为 零。9东南大学硕士学位论文表2.1 BucVBoost模式转换器升、降压功能转换状态、T3t2t4ViVo充电充电放电Mi、M4：0NM2、m3：offMP M?:0NM?、M41OFFM2、M4：0NMi、M3:0FFVhV0放电充电放电Mi、M4：0NM?、M31OFFMi、M,:0NM2、Mi：0FFM2、M4：0NMi、M3:OFF推导可知，T1+T3总时间由丫心电平的相对范围决定，即有（Ti+TjmVLs/Vz，总开关周期,T1+T2+T3+T4。根据电感稳态平衡条件，以vv。为例有（小）12+（+1321乂）/1八）3）,由此可得输出对输入的转换比为V。J+T2+T3%ti+t3+t4(2.3)根据电容电荷守恒原理，稳态下电容充放电时间分别为（T1+T3+T4）与12,而充放电电流分别 为I|LAVG-IoUT.AVG和loUT.AVG从而可得到在该模式卜的电感平均电流为Y +4+_ T-OUT.AVG(2.4)综合以上两式可得I T Mi L-AVG W-AVGX T.-F+T/在VV。以及T1+T3X）的条件下，有Ilavg2100T.ng，即传输的电感平均电流较低，同时 降低了损耗，提高了效率。在周期T固定的条件下，为十13或T2+T4时段长度对Buck-Boost电压调节器的综合性能有重 要影响.表2.2中给出了 T2+T4几种方案下的相关参数设置，在1MHz的开关频率下，选取 丫17/20）的可合理压缩低效率的Buck/Boost工作区域范围，同时又可避免因Buck/Boost平稳 过渡区域过窄而导致系统在Buck与Boost模式临界点间频繁切换所带来的输出噪声和尖峰毛剌，提高系统在临界点附近工作的稳定性。表2.2偏移电压和临界占空比的设定T2+T4Vls/VjwBuck_maxDBoost_miji100ns18/200.90.1150ns17/200.850.15200ns16/200.80.2为简化存在、T3条件下的Buck/Boost系统分析，根据主功率管导通情况将占空比区分为 降压型占空比Dsuck与升压占空比Dx,其值分别为（Ti+Tz+TsVT和TJT。在时间内电 感和输入端相连，在（1Dbo由）T时间内电感和输出端相连。根据稳态时丫向产DeVg VphzKLDeooJV。条件，电压转换比可简化为经典Buck-Boost的形式，即V。=D 8MdeVl-D800rt(26)对于T产13=0的经典四开关Buck Boost,两种占空比还原为统一的占空比D,即第二章 同相 Buck-Boost转换器ADbuclD j 在Buck胸式不由于也常通：Mj常断7即T*0、口吐包 乂二口叱；在Boost 模式下由于Mi常通、M2常断，即TjO、DbohJ,则M=I/(1Db0g)3、Boost 模式随着输入电压V.的下降，若Ve.Weai，V,.则转换器进入升压模式,占空比D随着V缶的降低而不断增大.为了减少高占空比下过大的损耗，在升压模式时系统应设 置最大占空比上限。升压模式转换器调节原理如图2/0所示.2.2.2%控制原理V.控制所实现的功能与Vu相同，而不同点则在于控制级电路具体实现方式与精度性能控制。基于Vs控制的降压升压转换器系统结构如图241所示.图2-11 Vs控制Buck-Boost转换器系统结构框图通过对图24和图2-11的比较可以清楚看出两种控制电路的差异。在系统整体结构不变的情 况下，可通过改变转换器控制机理实现对转换器升降压功能的控制。图中选通信号V.1和Vw可实 现与V4相同的模式选择功能，虽然控制机理相对复杂，但电路实现相对简单且控制精度得到提 高。图2122-14给出了应用该原理实现降压、降压/升压和升压三种模式切换的波形图。1、降压模式通过选通信号VS1和Vs选择脉冲信号Vr和Vq用以产生控制功率开关管的占空比信号Vz卜 Vc控制波形原理如图212所示.其中Vn、Vm为振荡器产生的锯齿波，Ve为误差放大器产生 的输出电压。Vi为误差放大器输出的最低电压，V4为升压模式下最大占空比限制电压在1圈 的单周期内，降压升压模式所占时间设置为150ns,使Vn与Vm锯齿波相交处的电压向上与向下 移动75ns,得到控制转换器工作在降压升压模式的电压临界值V?、V3o Vr、Vq分别为误差放大 器输出电压Ve与锯齿波Vn、Vm比较得到的脉冲信号，当Ve大于锯齿波电压时输出为高电平，小于时为低电平。选通信号VS|以锯齿波Vn的上升坡达到V3电压处形成上升沿，VM上升坡在 11东南大学硕1学位论文V3电压处形成下降沿，而V2则以V2电压为标准并以相反的沿设置形成脉冲信号，Vn与V2交点 定义下降沿，Vm与V2交点定义上升沿.其中，V$2的下降沿与临近的Vs1的上升沿之间的时段为 T2+T4,值为 150ns.在降压模式下，WV0V2,同时产生脉冲信号Vr与Vq。当选通信号Vs1为高电平时，选择 VR,当VS2为低电平时，选择Vq,从而形成脉冲信号Vzi；同理依靠选通信号Vsp产生了低电 平信号Vz2脉冲信号V驱动功率管Ml与M2并按照Vzi的占空比控制导通与关断，而低电平 信号VZ2则驱动功率管M3常关断、M4常导通。随着误差放大器的输出电压Ve的增加，当Ve等 于V2时，得到降压模式下的最大占空比.2、降压/升压模式稳态下，误差放大器输出电压Ve随着输入电压的降低而不断升高，当V2VeV3,系统进入 降压/升压模式.此时工作模式存在VKV。、V/V。和VV。三种状态。图213给出了输入电压 不等于输出电压的两种状态.当VpV。，转换器工作在降压区，控制信号Vzi与Vh的产生过程 与前述相同。在T1+T3时间内，Vzi为高电平、Vzz为低电平，使功率管M|、M4常通，M2、M3 常断；T2+T4时间内，驱动信号Vzi与Vzz同相，驱动四开关功率管间段导通和截止，此时Va 高电平占空比略小于05。同理，当VsW。时，相应的控制结果与VV。相对称，即高电平 在T2+T4时间内的占空比略大于0.5.工作在该模式的占空比分别由223节中式（2.7卜（2.10滞述.二当输入电压等于输出电压时，占空比值为0.5.图213同时给出了采用Vs控制原理的转换器电感 电流波形。第二章同相Buck-Boost转换器(aJVVo(bJVVo图2-13降压升压模式1、升压模式稳态时，当丫船持续下降使Ve达到V3时，系统达到降压/升压与升压模式的临界点，此时Vzi 输出恒定高电平，控制功率开关管常通，Mz常断.信号为脉冲控制信号，其占空比控制 转换器的升压比.升压模式下的最大占空比受到限制。控制波形原理图如图214所示.(a)临界条件(b)非临界条件图2-14升压模式2.2.3 Buck/Boost模式工作状态研究当转换器工作在中间模式，即Buck/Boost模式时，Vls控制电感电流波形如图29所示，Vs 控制如图2/3所示.对于图29,由于T1、R段斜率相同，将其中的Tz与Tj或T与T4互换位 置，得到的等效结构如图215所示.13东南大学硕士学位论文图2-15 CCM Buck-Boost模式电感电流等效图当VOX时x产T1+T3,xx尸T2+T4,x尸T,其中M段耦合型充电斜率为(VVoJ/L,X3X|段 独立型充电斜率为V，L,X5X3段独立型放电斜率为Vo/L；V6V。时X3=Tz+T4,33=十13,5T.当VJV。时,将0X,段电感电流平移到XIX2段，由h平衡条件可得X*L产(VlVoWJxi,由b可得(X3xMX4X3KWin，所以。%3网出玲必尸THF-KVLVoyv/fTi+Tj)。解得独立 平衡条件下的充放电时间为七一(17)七f=连兮m M+4冷(2 8)在等效X2时段内为Buck模式，其主开关管导通时间为X产+T3,辅开关管导通时间为 x2-x1=(Vin.V0)/V0(T1+T3)；等效。闪时段为经典 Buck-Boost 模式，持续时间为 口丫。)(+13),其充放电时间分别由式(2.7)和式(2.8)表示。对VbV0条件可采用相同的分析方法，工作在Boost模式下主开关管导通时间为(Vh-VoXTi+TjJ/V,辅开关管导通时间为Ti+T3.工作在经典Buck-Boost模式下的时间为 TYVo/VinXl+Tj),其充放电时间分别为玉=占r1T-a+般(2.9)V V巧-玉=7一区+4)谓 Q.10)，加 十%4对于工作在升降压模式下的改进型Buck-Boost转换器，V寸V。时等效为Buck与独立经典 Buck/Boost模式，当Vi.W。时等效为Boost与独立经典Buck-Boost模式。当V.=V。时，Ti+T?时间段电感电流波形斜率为零，系统只保留经典Buck/Boost模式，周期为TYT1+T3),充放电时间 各占其中1/2,即为TDm,输出电压将随占空比的增加而下降。直观的解释就是，当占空比超出临界上限时，电感 电流的连续增加导致了导通支路电阻压降的增加，输入能量的消耗也随之增加，使到达负载输出 端的能量降低.对于给定的负载电流来说，在输出端也就不能产生更高的电压考虑各种非理想因素，即电感与功率管寄生电阻的存在，在CCM模式下对于给定的占空比,电感充放电电流峰峰值为AT=dt,AZ-=曦+5+Jds-匕 q_o)T(2.n)由电感电流AlJ=AIi7的平衡条件、以及升压模式下电感电流和负载电流Il=Io/(1-D尸 VJRl(1D)的关系，稳态下的输出电压为嚷=2(。-2娟=-(2.12)足 l-D(1-O)+K/(1-。)由功率系统中电感、功率管和负载电阻引起的K因子为K=纭 这=%(2%上 一(2 13)Rl V。由5V媪/X)得到的临界占空比为Dl-k172,将此临界占空比代入式(2.12)得到Boost模式 下输出电压的最大升压比为M七岛丁奈(2.14)K因子表明了功率级寄生参数及负载水平对输出电压最大升压比的影响。图2-16给出了在非 理想因素的影响下，Buck-Boost转换器工作在Boost模式下的升压比和占空比D的关系。由图可 得，随着寄生电阻的增加最大占空比与最大升压比均下降。20伯105 J0专勤昼o1nduTOHn 号 o-K=0B-K=0.01T-K=0.02e-K=0.030 0.2 0.4 0.6 0.0Duty Cycle(D)图2-16非理想因素对输出电压与输入电压比率的影响从系统设计角度考虑，一旦基于最小输入电压和最大输出电压的最大升压比或最大占空比确 定后，则功率管等效电阻和电感串联等效电阻决定的K值应满足以上最大升压比的要求.东南大学硕士学位论文5图217升压模式最大占空比设置明细图图217显给出了上图局部放大后的输出电压对输入电压传输特性曲线。图中定义了三个占空 比值，其中Dl和Dh位于临界占空比左右两边，意味着在设置最大占空比时，要小于Dh，同时 为了增加输出电压，最大占空比值要尽量接近临界值，最差条件为Dl当转换器工作在占空比Dh值时，输入电感电流的增加导致了更高的功率损耗同时降低了转 换器的效率。在此条件下反馈环路使占空比继续增加但输出电压却在减少.根据占空比与电感电 流之间的关系，控制占空比值同样能够控制好最大电感电流的大小。通过电流检测电路确定电感 电流值以确定临界占空比Dh和Dl的大小。一个更高的临界占空比意味着更高的峰值和平均电感 电流值。所以占空比值的大小和峰值电感电流大小的值是对应的，通过合理的电感电流限制可以 阻止转换器占空比工作在大于Dh的状态在低电源电压下，由于Dh和Dl值比较接近，因此需 要高精度的峰值电流检测电路，对占空比进行限制。本质上说为了阻止转换器达到最大占空比和 最高峰值电感电流都需要精确的控制电路对其进行检测和控制。2.4本章小结功率级结构决定了开关电源电压调节的功能，此外作为被控对象的功率级传输特性还决定了 开关电源所采用的控制方式，并由此影响系统的电压调节性能.一方面，不同的功率级结构具有 明显不同行为特性，另一方面，即使对于相同的功率级结构，当组成的各元件工作状态不同时，其工作特性也会大不相同.Buck-Boost转换器为了实现同相电压转换功能，采用了与传统模式不 同的功率级结构.要提高转换器的效率应控制好功率级开关管的导通状态，如何控制功率开关管,本文首先对丫口与Vs两种控制方式进行了分析,并最终选择了 VS控制方式来实现对系统的控制。通过对功率如与控制电路的分析，采用传统的经典控制模式其转换效率衰减明显很低，而改进型 Buck-Boost通过控制四个功率开关管的导通次序，可以克服传统结构模式的不足，具有实用价值。16第三章同相Buck-Boost转换器功率级设计第三章同相Buck-Boost功率级设计作为决定了输出电压调节功能以及开关电源所采用的控制方式的转换器功率级.本论文主要是 应用连续建模法中基于状态空间平均的三端开关器件模型，它利用数学手段的目的只是将开关用等 效电路代替，保留了功率级的主体电路结构，从而易于获得电路参数与模型的联系，物理意义清晰。本章首先对转换器功率级进行设计，包括转换器能量传输模式与转换器输出纹波电压分析并且 从中得出转换器电感与电容的取值、转换器功率管和驱动电路设计，其次依靠功率级器件参数，以 同相四开关Buck Boost拓扑为例，对CCM模式工作下的功率级模型进行分析验证，并为整个闭环 系统稳定性设计做准备。34功率级器件设计在理想情况下，电池提供的能量全部转移到负载，即近乎100%的效率。实际电路中，存在诸 多损耗因素，系统的主要功耗即使集中在功率级以及驱动电路上，相比控制电路的损耗可以忽略。而功率级设计主要包括LC滤波电路参数选择,功率管W/L尺寸以及驱动电路技术和响应W/L尺寸，共三部分内容。3.1.1 CCM模式能量传输与输出纹波电压在对转换器进行分析时，通常将其工作模式分为连续导通模式(CCM)和不连续导通模式(DCM),并认为在CCM时，BuckBoost转换器的输出电床纹波与电感无关口“但理论分析表明：在CCM 下，转换器的输出电压纹波在一定条件下确实与电感无关；但是在有些情形，即使在CCM下，转 换器的输出电压纹波却随着电感取值的减小而显著增大.(1)能量传输当转换器工作在经典Buck-Boost模式时，由于工作在CCM状态，根据电盛电流的最小值人 与b的比较，将其进一步分成两种能量传输模式：当IwIo时称为电感完全供能模式(Complete Inductor Supply Mode,CISM)：而当 k/Io时称为不完全电感功能模式(Incomplete Inductor Supply Mode,IISM),具体分析如下：CISM：此时IlvIo,所以开关管M1、M3关断期间，电感不仅向负载供能，同时还给电容充电,电感电流和电容电压波形如图3l(a)所示.IISM：此时IwIo,其电感电流和电容电压波形如图3l(b)所示.由图可见，在开关Mi、M3 关断期间，能量的传输又可分成两个阶段：第一阶段为电感供能阶段，在此阶段，i/Io,电感不仅 向负载供能，同时还给电容充电，电容电压上升，如图3-l(b)所示的ht2段.第二阶段为电感和电 容同时向负载提供能量阶段，此时iL k 2Df(34)当 A昧时，Buck-Boost转换器工作在CISM；而当LLk时，则工作在IISM.由式。.1)和式(3.4)可得Lk=Lc/D，由于DLc因此，工作于CCM的Buck Boost模式转换器既有可能工 作于CISM又有可能工作于IISM.表3.1给出了转换器工作在三种模式下临界电感Lc与昧的值.表3.1三种模式临界Lc与Lk临界电感值ModeLcLkBuckRL(l-D)/2f-BoostRLD(I-D)2/2fRL(l-D)2/2DfBuck-BoostRL(bD)2/2fRL(l-D)2/2f对于一个给定的转换器电感电流纹波，电感值的选择由下式给出x 5VJ(3.5)、V0(J-V。)2 MJ(3.6)18第三章同一Buck-Boost转换器功率级设计其中Ak为最大容许电掇纹波电流，V.1ml与V-皿为最小和最大输入电压，V。为额定输出电 压为使转换器工作在CCM状态且转换器临界电感值如表3.1所示。根据输入电压范围 2.742V,输出电压3.3V,最大负载电流为600mA,由式(3.5)和式(3.6)可得临界电感值分别为0.38pH 和0.7311H.重载条件下，电感电流纹波占负载电流Io的20%40%。额定负载条件下，40%的纹波 系数作为实际电感选取的条件，可得到电感取值分别为L91pH和2.9411H.增加电感可减少纹波电 流，但却降低了 RHP零点频率，提高了补偿难度，综合考虑后电感取值为2.2pH。(2)输出纹波电压经典升降压转换器工作在CISM模式时，输出纹波电压Vm仅由开关导通期间(tcrt1段)电容电 压的下降幅度确定(没有考虑电容寄生电阻)，即有DTI。二 DV。二 VJ C RLCf RLCf(V0+Vin)(3.7)可见，Vpp与电感无关。在IISMQCM模式下，输出纹波电压Vpm等于开关关断期间电容电压的上升幅度(tt2段)。开 关Ml、M3关断后，令=0,电容的充电电流为ic(0=iL(t)Io=I1HV/L)tIo。当&尸0,即1(07)，得到对电容充电时间为AE24lL(1lp-Io)/Vo根据ic(t)、&和式(3.2),可得输出电压纹波为%弓隹。刘4支“加摄色+就匕r(3.8)可见，此时的输出纹波电压与电感有关，将式(3.8)对L求导并令其等于零可得RM?二 Rl”d)22fVo(%+V。)-2fD(3.9)将式(3.8)对L求二阶导数，可得小(VQ二3L2 4Cf2L3(Vb+Vo)2(3.10)根据以上三式可知：当LvLk时，券2)/和句，因此，纹波电压Vpp：在LcVLvLk区间随着电 感L的增加而单调减小.将式(3.9)和式。.1)分别代入式(3.8)可得Vm的最小与最大值，即V=%?%(X+2VJPP28-RLCf(V0+“)一 2.皿-4RCf(%+V)2(1)同理可得，在不考虑电容寄生电阻时，CCM模式下降压与升压模式的纹波电压分别为二%(),Buck 8心”(3.12)一 RLCf，Pax(M3)Rf 2V由于电容寄生电阻存在，实际的输出纹波电压为Vpp+Icarj电容器的的选取应以减少每个周期流入电容器的电荷所引起的输出电压纹波为主要约束.文献东南大学硕十学位论文给出了依靠稳态输出电压纹波设定升降压转换器输出电容值的近似方法。设输出纹波电压为 30mV,取配为40m。，1c.pc8k0240mA,电容值近似为20pF3.1.2 功率管选择为了减少芯片外部器件的数量和降低成本，功率管采用内置集成结构。当转换器正常工作时，功率开关MOS管工作在深度线性区，其导通电阻为_1k，(W/L)(V0s(3.13)式中跨导参数k，=|xCg,从为沟道表面迁移率(cm2/v.s)、Cg为单位面积栅氧化层电容(F/cm?)、丫以为MOS管栅源电压、V,为阈值电压.由于NMOS管表面迁移率大于PMOS管表面迁移率，所以在相同的电压驱动和阻抗约束下，PMOS管的W/L应比NMOS管更大，NMOS管更适合功率 集成电路。但采用NMOS管取代PMOS管接于输入电压和输出电压端时却存在以下两方面的限制。(1)低驱动电压限制：电源电压不能直接用于NMOS管的栅极驱动信号,需要采用自举电路以实现驱动位于输入电压端的NMOS功率管，如图3-2所示.u 号UW图32驱动高位NMOS功率管的自举电路图(2)N阱工艺限制:图3-3显示了用NMOS取代PMOS功率开关管的详细图，同时包括了体二极 管效应，其中图3.l3(a)采用了片外功率管形式而图33(b)为集成芯片形式，图33(c)为导通的电感 电流和Vpn节点电压波形。(a)非集成(b)集成(c)关键特性波形图3-3 NMOS取代PMOS开关管特性图在N阱CMOS!：艺中，NMOS管的村底都是连接在一起并接地电位。集成功率开关管从节点 V加到输入电压和非集成功率开关管相比没有体二极管，因此在死区时间