高精度直流稳压电源.doc

陕西国防学院电子工程系毕业论文

陕西国防工业职业技术学院
毕业设计论文

题 目 实用高精度直流稳压电源
专 业 应用电子技术
班 级 电子3102班
姓 名 王耀林
学 号 31310228
指导教师 郑海霞

二○ 一二 年

1绪论
随着全球对绿色环保问题的不断关注和开关电源在电气电子各个领域中的优良表现, 社会对其的需求量在不断的加大, 开关电源也因为其高效率、小体积、轻重量等多方面的优势在很多领域逐步取代了传统的连续工作的线性电源，但同时人们对这种电源的效率、体积、重量、功率因素及可靠性等方面提出了更高的要求。目前，开关技术的研究热点主要有新型高频高功率半导体器件开发，外围新器件的开发，同步整流技术优化，电磁兼容优化，高性能数字控制，拓扑结构和参数的最优化，低电压，大电流电源的开发等方面。随着研究的不断深入和电力电子技术的迅速发展，开关电源的工作频率，效率将不断提高，体积将不断减小，性能将更加稳定，品种也将越来越多。
本文介绍了基于美国PI公司生产的单片开关电源芯片TOPSwitch系列设计的多输出的AC/DC开关电源。
设计电路选用TOPSwitch系列芯片的TOP244Y，该芯集成了PWM控制器、MOSFET功率开关管和欠电压、过电压等保护电路，芯片的开关频率为132kHZ，最大占空比为78%。设计电路的开关电源输出功率为25W时，实现了12V/1.2A,5V/2A和30V/20mA三路直流电压输出，效率为80%以上。
论文介绍了开关电源相关内容，反激式开关电源的原理和应用技术，为电路设计提供了理论指导，并且提出了反激式开关电源的设计规划。仔细分析反激式开关电源之后，选择了电路所需的元器件的型号和参数，最终完成电路图的设计。最后使用芯片专属的优化设计软件PI Expert对反激式开关电源进行优化设计。设计结果为，优化设计之前电源的效率为78%左右，实际输出直流电压的最大误差为3.5%，经过优化之后最大误差降为0.36%，且电源效率提高到90%以上。反激式开关电源的直流输出回路接有EMI滤波器，有效地降低了开关电源的输出纹波。

2方案论证
2.1反激式开关电源介绍
开关电源的基本组成如图2.1所示，其中AC/DC变换器用以进行功率变换，他是开关电源的核心部分；驱动器是开关信号放大部分，对来自信号源的开关信号进行放大和整形，以适应开关管的驱动要求；信号源产生控制信号，该信号有它激或自激电路产生；比较放大器对给定信号和输出反馈信号进行比较运算，控制开关信号的幅值、频率和波形等，通过驱动器控制开关器件的占空比，以达到稳定输出电压值的目的。除此之外，开关电源还有辅助电路，包括启动、过流过压保护、输入滤波、输出采样、功能指示等电路。开关
2
电源典型结构有串联开关电源结构、并联开关电源结构、正激开关电源结构、反激开关电源结构、半桥开关电源结构、全桥开关电源结构等。这里重点介绍反激式开关电源结构。

图2.1 开关电源的基本组成
反激式开关电源如图2.2所示，当功率开关管VT1导通时，输入端的电能以磁能的形式储存在变压器的初级线圈N1中，由于同名端的关系，次级侧二极管V1不导通，负载没有电流通过。当功率开关管VT1断开时，变压器次级绕组开始为负载供电，二次侧绕组和整流二极管构成电流回路，同时完成了磁复位的功能。反激式开关电源输出纹波电压大，电压和电流调整率低。要提高性能指标，可以增大滤波电容或增加辅助LC滤波器，或者在二次侧再串联一个线性集成稳压器，但是这样势必增大体积和成本，稍弱了本来具有的优点。因此，单端反激式变换器多用于100W左右的小功率电源。

图2.2 反激式开关电源原理图
2.2 开关电源的芯片简介
2.2.1 TOPSwitch-GX芯片的内部工作原理简介
TOPSwitch系列单片机开关电源是美国功率集成公司于上世纪90年代中期推出的新型高频开关电源，它是三端离线式PWM开关的英文缩写（Three Terminal Off Line PWM Switch）被誉为“顶级开关电源”。它的特点是将高频开关电源中的PWM控制器和MOSFET功率开关管集成在同一芯片上，是一种二合一器件。TOPSwitch-GX是该公司推出的第四代系列产品，除具备TOPSwitch-FX系列的全部优点外，它还将最大输出功率从75W提高到290W，适合构成大中功率的高效率，隔离式开关电源；将开关频率提高到132kHZ，有助于减小高频变压器及整个开关电源的体积，适合作为伺服电机控制板的板载电源的主控器件。当开关电源负载很轻时，它能自动将开关频率从132kHZ降低到30kHZ（在半频模式下，则由66kHZ降到15kHZ）,这样可降低开关损耗，进一步提高电源效率，采用被称作EcoSmart的节能新技术，显著降低了在远程通/断模式下的功耗，当输入交流电压是230V时，功耗仅为160mW。
2.2.2 TOPSwitch-GX芯片的使用的特点
TOPSwitch-GX的内部主要由18个部分组成，与第三代TOPSwitch-FX系列的主要区别是在原有的5个组成部分上新增加了3个单元电路，电流极限调节器也增加了软启动输出端；将频率抖动振荡器产生的开关频率提升到132kHZ（全频模式）或66kHZ（半频模式）；给频率抖动振荡器增加了一个“停止逻辑”电路，使其工作更为可靠。TOPSwitch-GX利用反馈电流来调节占空比，达到稳压目的，当输出电压降低时，经过光耦反馈电路使反馈电流减小，占空比则增大，输出电压随之升高，最终使输出电压维持不变，同理，当输出电压升高时，通过内部调节，也能使输出电压维持不变。
2.3 PWM反馈控制方式
PWM开关稳压或稳流电源的基本工作原理就是在输入电压、内部参数及外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，使得开关电源的输出电压或电流等被控制信号稳定。控制取样信号有输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压及开关器件峰值电流。由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳压、稳流及恒定功率的目的。同时，可以实现一些附带的过流保护、抗偏磁等功能。
图2.4为Buck降压斩波器的电压模式控制反馈系统原理图。电压模式控制是20世纪60年代后期开关稳压电源刚刚开始发展时所采用的第一种控制方法。该方法与一些必要的过电流保护电路相结合，至今仍然在工业界广泛应用。电压模式控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法，即将电压误差放大器采样放大的慢变化的直流信号与恒定频率的三角波上的斜波相比较，通过脉冲宽度调制原理，得到当时的脉冲宽度。当输入电压突然变小或负载阻抗突然变小时，因为主电路有较大的输出电容和电感的相移延时作用，输出电压的变小也延时滞后。输出电压变小的信息还要经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才能传至PWM比较器将脉宽展宽。这两个延时滞后作用是暂态响应慢的主要原因。

图2.4 反馈系统原理
电压模式控制的优点有：PWM三角波的幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的抗噪声裕量；占空比调节不受限制；对于多路输出电源，它们之间的交互调节效应较好；单一反馈电压闭环设计、调试比较容易；对输出负载的变化有较好的响应调节。电压模式控制的缺点有：对输入电压的变化的动态响应较慢；补偿网络设计由于闭环增益随输入电压而变化而更为复杂；输出LC滤波器给控制环增加了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点低频衰减，或者增加一个零点进行补偿。在检测及控制磁芯饱和故障状态方面较为复杂。
2.4 反激式开关电源的设计规划
本课题要求设计基于TOPSwitch系列芯片设计的单片反激式开关电源，用于智能仪表的多输出AC/DC开关电源。综合运用所学过的电力电子和模拟电路等多学科知识。
设计电路的输出总功率为25W，采用反激式开关电源，共有三路输出电压，输出电压各为12V/1.2A，5V/2A，30V/20mA。电路采用闭环反馈控制模式称为脉冲宽度调制（PWM）稳压方式，使输出电压稳定在设定值，电路有过电压和欠电压保护，也有降低最大占空比的电路和从外部设定极限电流等。
满足开关电源设计输出功率以及功能要求的TOPSwitch芯片很多，考虑电路的可靠性、灵活性以及开关电源的效率，综合电路设计要求，最后在TOPSwitch-FX和TOPSwitch-GX两个系列中做选择。现比较两种芯片的性能特点。
两种系列芯片的开关频率、最大占空比都没有大的区别，TOPSwitch-GX系列比TOPSwitch-FX系列更加注重电源的效率，TOPSwitch-GX具有轻载时自动降低开关频率的电路，对于TOPSwitch-GX而言，开关频率及占空比能随输出端负载的降低而自动减小。其减小量与控制端流入的电流成反比。当控制端电流逐渐增大时，占空比能线性地减小到10%，但是当负载很轻时，占空比还可低于10%。与此同时，开关频率也减少到最小值，以提高开关电源在轻载下的效率。例如当开关频率在全频模式下，频率最小值就降至30kHZ，在半频模式下开关频率最小值就降至15kHZ。该特性能保证开关电源在轻载时，仍保持良好的负载调节功能，并且降低了电源的开关损耗，提高了电源的效率。相对TOPSwitch-FX系列在电源轻载时跳过周期的方式更加灵活和高效。所以对于现如今能源紧缺的环境，并且负载情况的多样性，TOPSwitch-GX系列更加适合作为本电路设计的开关电源芯片。
以宽范围交流输入为输入电压，参照PI公司提供的产品型号和最大输出功率表，选择TOP244Y敞开式电源。该型号芯片的最大输出功率为40W，芯片性能特点满足设计要求，而且增加的新功能可以使开关电源的电路设计更加灵活而且可靠性高。选择好了芯片型号之后，开始对开关电源的EMI电路、整流电路、高频变压器、保护电路、多路输出电路和反馈电路分部设计。在设计过程中选择电路的各部分的元器件以及元件的参数。最后使用芯片的辅助设计软件对反激式开关电源的电路进行优化设计。
2.5开关电源的EMI设计
开关电源应用于交流电网的场合，整流电路导致输入电流的断续，增加了大量的高次谐波。同时，开关电源中功率开关管的高速开关动作形成了电磁干扰源，所以尽量降低开关电源的EMI，提高其使用范围，是从事开关电源设计时必须考虑的问题。滤波是抑制干扰的一种有效措施，尤其是对开关电源EMI信号的传导干扰和辐射干扰来说更是如此。任何电源线上的传导干扰信号均可用差模和共模信号来表示。在一般情况下，差模干扰幅度小，频率低，所造成的影响较小；共模干扰幅度大，频率高，还可以通过导线产生辐射，所造成的影响较大。因此，欲减弱传导干扰，把EMI信号控制在有关EMC标准规定的极限电平以下，最有效的方法就是在开关电源的输入和输出电路中加装EMI滤波器。
2.5.1 电源的输入回路的EMI滤波器设计
开关电源的工作频率为10～100kHZ。对开关电源产生的高频段EMI信号，只要选择适当的去耦电路或网络结构较简单的EMI滤波器，就可获得满意的抑制效果。
开关电源EMI滤波器中的4只电容器用了两种不同的下标“x”和“y”，不仅表示其在滤波网络中的作用，还表明了它们在滤波网络中的安全等级。不论是选用还是设计EMI滤波器，都要认真地考虑Cx和Cy的安全等级。在实际应用中，Cx电容接在单相电源线的L和N之间，它上面除加有电源额定电压外，还会叠加L和N之间存在的EMI信号峰值电压，因此要根据EMI滤波器的应用场合和可能存在的EMI信号峰值，正确选择适当的安全等级的Cx电容器。Cy电容器接在电源供电线L、N与金属外壳(E)之间。在使用开关电源滤波器时，要注意滤波器在额定电流下的电源频率。在安装滤波器时，要特别注意滤波器的输入导线与输出导线间隔距离不能把它们捆在一起走线，否则EMI信号很容易从输入线上耦合到输出线上，这将会大大降低滤波器的抑制效果。
电源线干扰可以使用电源线滤波器滤除，开关电源EMI滤波器的基本电路如图所示。在图3.1中，Cx1和Cx2叫做差模电容，L1叫做共模电感，Cy1和Cy2叫做共模电容。差模滤波元件和共模滤波元件分别对差模和共模干扰有较强的衰减作用。

图3.1 开关电源输入的EMI滤波器
共模电感L1是由同一个磁环上的两个绕向相反，匝数相同的绕组构成的，通常使用环形磁芯，漏磁小，效率高，但是绕组困难。当工频电流在两个绕组中流过时为一进一出，产生的磁场恰好抵消，使得共模电感对工频电流不起任何阻碍作用，可以无损耗的传输。如果工频电流中含有共模噪声电流通过共模电感，这种共模噪声电流是同方向的，流经两个绕组时产生的磁场同相叠加，使得共模电感对干扰电流呈现出较大的感抗，由此起到了抑制共模干扰的作用。L1的电感量与EMI滤波器的额定电流I的具体关系如下表3.1所示：
表3.1电感量与额定电流的关系
额定电流I(A)
1
2
3
4
5
电感量L(mH)
8～23
2～4
0.4～0.8
0.2～0.3
0～0.08

在实际使用中，共模电感的两个绕组由于绕制工艺的问题会存在电感差值，不过这种差值正好被用作差模电感，所以，一般电路中不必在设置独立的差模电感了。共模电感的差值电感与电容Cx1及Cx2构成了一个Π型滤波器。这种滤波器对差模干扰有较好的衰减。除了共模电感以外，图中的电容Cy1和Cy2也是用来滤除共模干扰的。对共模滤波在低频时主要有电感器起作用，而在高频时大部分有电容Cy1和Cy2起作用。电容Cy的选择要根据实际情况来定，由于电容Cy介于电源线和地线之间，承受的电压比较高，所以，需要具有高耐压、低漏电流等特性
2.5.2 电源的输出回路的EMI滤波器设计
由于开关电源的干扰源是不可能消除的，所以减小干扰源的能量就显得十分重要。开关电源输出整流电路如图3.2所示，其中VD5为整流二极管，VD6为续流二极管。由于VD5、VD6工作于高频开关状态，因此，输出整流电路的EMI源主要为VD5和VD6。在图中，R5、C12和R6、C13分别为VD5，VD6的吸收电路，用于吸收其开关时产生的电压尖峰。
通过减少整流二极管的数量可减少EMI的能量，因此，在同等条件下采用半波整流比采用全波整流和全波整流产生的EMI要小。为减小二极管的EMI，必须选用具体软恢复特性、反向恢复时间短的二极管。从理论上讲，肖特基势垒二极管（SBD）是多数载流子导流，不存在少子的存储与复合效应，因而也就不会有反向电压尖峰干扰。但实际上对于具有较高反向工作电压的肖特基二极管，随着电子势垒厚度的增加，反向恢复电流会增大，也会产生电磁噪声。因此，在输出电压较低的情况下选用肖特基二极管产生的EMI会比选用其他二极管要小。

图3.2 输出整流电路的EMI滤波电路
为了抑制开关电源的输出对负载产生共模、差模干扰，开关电源直流输出端也可以使用直流EMI滤波器，它的典型电路如图3.3所示。它由共模扼流圈L1，L2，扼流圈L3和电容C1，C2组成。为了防止磁芯在较大的磁场强度下饱和而使扼流圈失去作用，扼流圈的磁芯必须采用高频特性好且饱和磁场强度大的恒导磁率磁芯。

图3.3 开关电源输出回路的EMI滤波器

2.6 整流电路设计
2.6.1 输入整流电路

图3.4 输入桥式整流电路
由图3.4可看出，电路中采用四个二极管，互相接成桥式结构。利用二极管的电流导向作用，在交流输入电压的正半周内，二极管D1、D3导通，D2、D4截止；在负半周内，正好相反，D1、D3截止，D2、D4导通，整个周期内输出的电流方向一致。因此，整流电路输出的是方向不变的脉动直流电压和电流。桥式整流器选择BR106，额定电流为10A，额定电压为600V。
通过桥式整流器之后输出两端产生的是脉动电压，再通过C1将脉动的直流电压变成一个变化幅度比较小，基本上波形比较平滑的直流电压。
2.6.2 输出高频整流电路
开关电源的输出整流电路的工作频率要远远高于普通的线性稳压电源的整流电路。开关电源中采用的整流电路类型多，从大的方面分为有普通整流、同步整流、异步整流、倍流整流等。现代高速超大规模的集成电路尺寸不断减小，电源电压不断下降。本设计电路选用人们比较熟悉的普通整流电路，高频变压器的次级采用半波整流技术。
如图3.5所示，整流二极管选择为肖特基二极管SB540，额定电流为5A，额定电压为40V。二极管与电容C2、C4和C12组成输出整流电路，由于输出功率比较大，增加了RC滤波回路L1，C3(L2、C9、L3、C11)来降低输出电压纹波。

图3.5 直流输出整流电路
2.7 高频变压器的设计
变压器是一种应用电磁感应原理，将电能从一个电路传输到另一电路的电磁装置，是电源设备中的关键部件之一。在电路中起电气隔离、储能、变压、交流、变阻等作用。在电源设计中，变压器参数的设计对电源装置的性能、可靠性、安全性，具有至关重要的影响。
2.7.1变压器磁芯的选择
磁芯是制造高频变压器的重要组成，设计时合理、正确地选择磁芯材料、参数、结构，对变压器的使用性能和可靠性，将产生至关重要的影响。因此，磁芯材料及参数的选取，便成为高频变压器设计程序的主要内容之一。开关电源高频变压器的磁芯的选择包括磁芯材料和磁芯结构两方面。全桥式开关电源的变压器磁芯工作在整个磁滞回线区间，要求磁芯材料具有高饱和磁感应强度，以最大限度地提高磁芯的工作磁感应强度，减小变压器体积。
目前开关电源变压器的磁芯材料大多采用软磁铁氧体磁性材料，这是由于铁氧体磁性材料电阻率高、交流涡流损耗小、价格低、易加工成各种形状结构的磁芯。这也是在开关电源中普遍应用的重要原因。开关电源变压器磁芯有多种结构可供选择，其结构选择取决于变压器的工作体制、磁芯的材料、工作频率、输出功率和绝缘耐压及使用环境等因素。在本变压器设计中，选择的是EE型结构的铁氧体磁性材料的磁芯。
3.3.2 变压器主要参数计算
（1）变压器的输出功率
（3.1）
（2）变压器的计算功率
（3.2）
式中，—电源效率
（3）设计输出能力
（3.3）
式中，—磁芯截面积乘积，单位为；
—变压器计算功率，单位为W；
—工作磁感应强度，单位为T；
—工作频率，单位为Hz；
—窗口占空系数；
—电流密度系数。
所以，由于占空比的变化较大，为便于工作点的自动调节等，取为0.2T；取468；取0.2。

根据式（3.3）的计算结果可知EE22型磁芯的尺寸和参数满足设计输出要求。
（4）线圈计算
本设计的高频变压器设计采用EE22型磁芯，其有效磁通面积S=0.46，骨架的有效宽度为8.45mm。确定最大占空比
=100% （3.4）
其中，U=135 V，直流输入最小电压值U=87.8V，MOSFET的漏-源导通电压大约U=12V，代入上式得： =63.8%。随着输入电压的升高而减小。
输入电流的平均值为
==0.36A （3.5）
式中，—电源效率。
初级峰值电流为
===0.87A （3.6）
其中，K为初级纹波电流I与初级峰值电流的比值，大约取为0.6，D=63.8%
确定初级绕组电感L
= （3.7）
其中，损耗分配系数Z=0.61，=0.44A，K=0.6，Po=25W，开关频率=132kHZ
代入得：≈672μH。
初级绕组的匝数N以通过下式计算
= （3.8）
式中：S—磁芯截面积，单位为；
—磁芯最大磁通密度，单位为T。
由（3.6）得 =0.92A，由（3.7）得≈672μH ，S为41，为1.5T，代入（3.8）可得=102.6，实取103匝。
对于多路输出高频变压器，各输出绕组的匝数可以取相同的每伏匝数。每伏匝数可以由下式确定
= （3.9）
式中：—线圈数，单位为N；
—每伏匝数，单位为V/N；
—肖特基整流管的压降，单位为V。
所以对于12V输出的回路，次级绕组的圈数为6.18，所以取数值6；对于5V输出回路，次级绕组的圈数为2.6，所以取数值3；对于30V输出回路，次级绕组的圈数为15.5，取16。
3.3.3 变压器的漏感
反激式开关电源的变压器把流过初级线圈的电流转换成磁能，并把磁能储存在变压器的铁芯中，当电源开关管关断，流过变压器初级线圈的电流为零的时候，开关电源变压器才把存储在变压器磁芯中的磁能转换为电能，并通过变压器的次级线圈输出。开关电源变压器的电磁转换过程中，其工作效率不能达到100%，会有一部分能量损失。其中的一部分能量损失就是因为产生漏磁或漏磁通而造成的，而开关电源变压器的漏磁通在5%～20%之间。
减小变压器的漏感的措施可以采用以下几种，减小绕组匝数，选用高磁通密度、低损耗的磁芯；减小绕组厚度，增加绕组高度；在保证安全的前提下，尽量减小绕组间绝缘厚度；初级和次级采用分层交替绕制，像“三明治”那样初次级夹层，初级与次级线圈的位置尽可能安排均匀。这种方法不仅可减小初级和次级线圈间的漏感，还可以保证初级和次级线圈平均长度相等，满足初级和次级的铜损耗相等的条件。
3.4 反馈电路设计
3.4.1 反馈电路的类型
开关电源的反馈电路有四种类型：基本反馈电路；改进型基本反馈电路；配稳压管的光耦反馈电路，配TL431的光耦反馈电路。
基本反馈电路的优点是电路简单，成本低廉，适合于制作小型化，经济型开关电源，但是稳压性能差。
改进型基本反馈电路，只增加一个稳压管和电阻就能提高负载调整率。稳压管的电压一般为22V，必须增加反馈绕组的匝数，以获得较高的反馈电压，满足电路的需要。
配稳压管的光耦反馈电路，由稳压管提供参考电压，当输出电压发生波动时，在光耦内部的发光二极管上可获得误差电压。
配TL431的光耦反馈电路，其电路较复杂，但稳压性能最佳。这里用TL431型可调式精密并联稳压器来代替普通的稳压管，构成外部误差放大器，进而对输出电压作精密调整，可使电压调整率和负载调整率均达到0.2%，能与线性稳压电源相媲美。这种反馈电路适合于构成精密开关电源。
3.4.2 反馈电路设计
本设计电路的反馈电路的类型选择为配TL431的光耦反馈电路，如图3.6所示。

图3.6 电压反馈电路
电路中的TL431可调式精密并联稳压器的工作原理为通过电路图中的R4和R7（输出的取样电阻）组成的分压器，来检测5V输出电压的变化量ΔU，然后将采样电压送入TL431的输入控制端，TL431的输出电压（图中K点的电压）也发生相应的变化，从而使光电耦合器中的发光二极管工作电流变化，光电耦合器输出电流。而光耦是一种以光为媒介来传输电信号的器件。通常把发光器（红外线发光二极管LED）与受光器（光敏晶闸管）封装在同一管壳内。当输入端加电信号时发光器发出光线，受光器接收光线之后就产生光电流，从输出端流出，从而实现了“电-关-电”转换。普通的光耦合器只能传输数字（开关）信号，不适合传输模拟信号。而线性光耦合器是一种新型光电隔离器件，它能够传输连续变化的模拟电压或模拟电流信号，使其应用领域大为拓宽。本设计中选用Siemens公司的SFH615-2型低输入电流光电晶体管的光耦合隔离器。经过光电耦合器和TL431组成的外部误差放大器，调节控制端C的电流，调整占空比D，从而使输出电压变化，达到稳定输出电压的目的。
3.4.3 反馈电路的改进方案
如图3.6所示，开关电源反馈电路仅从一路输出回路引出反馈信号，其余各路未加反馈电路。这样，当5V输出的负载电流发生变化时，会影响12V输出的稳定性。解决方法就是给12V输出也增加反馈电路如图3.7所示。在12V输出端与TL431的基准端之间并上电阻R6，并将R4的阻值从10kΩ增至21kΩ。由于5V输出亦提供一部分反馈信号，因此可改善该路的稳定性。在改进前，当5V输出的负载电流从0.5A变化到2A时即从满载电流的25%变化到100%时，12V输出的负载调整率为S=2%，经改进后S=1.5%。

图3.7 改进后的电压反馈的电路的
12V输出反馈电路的设计方法如下：12V输出的反馈量有R6的阻值来决定。假定要求12V输出与5V输出反馈量相等，各占总反馈量的一半，及反馈比例系数K=50%。此时通过R4、R6的电流应相等，即I=I。TL431的基准端电压U=2.5V。改进前，全反馈电流通过R4，因此
I===250（A） (3.10)
改进后，50%的电流从R6上通过，即I=250μA/2=125μA。R6的阻值由下式确定：
R6= (3.11)
将U=12V，U=2.50V，I=125μA代如上式中，得到R6=76kΩ，可取标称阻值75kΩ。由于I已从250μA减至125μA，因此还须按下式调整R4的阻值：
R4= (3.12)
将U=5V，U=2.50V，=125μA代入上式中得到R4=20kΩ。考虑到接上R6之后5V输出的稳定度会略有下降，应稍微增大R4的阻值以进行补偿，实取R4=21kΩ。
参照这个方法也可以给30V输出增加反馈电路。
3.4.4 芯片的控制回路设计
如图3.6所示，高频变压器的反馈绕组电压经二极管BAV21和C6组成的整流滤波电路，通过光电耦合器中的光敏三极管给TOP244Y的控制端C提供偏压。反馈电压的该变量经光电耦合器之后使控制电流IC发生变化，控制电流改变之后芯片内部的PWM稳压电路调节开关管的占空比，最终使输出电压稳定在额定值。R2为光电耦合器SFH615-2的限流电阻，R2的大小决定控制环路的增益。电容器C8为软启动电容器，可以消除刚启动电源时芯片产生的电压过冲。
在X和S之间接的一只电阻为芯片的极限电流设定电阻RIL值为5kΩ。只需要改变RIL即可调节IM的大小，进而从外部设定极限电流的值。
3.5 多路输出电压电路设计
开关稳压电源的输出可以是单路的，这种电源多为专业电源。而多数电源为多路输出，其中一路为主输出，其他各路为辅助输出。带有变压隔离器的DC/DC变换器中，其输出与输入由变压器隔离，可以通过增加变压器副边绕组数目的方法来实现多路输出。
下面简述本设计使用的DC/DC变换器的多路输出技术——多副边绕组式。多副边绕组式是最简单的、应用最早的一种多路输出技术。选择一路输出作为主输出，对其进行闭环反馈控制，使其达到稳压精度的要求。而其它各路，只经过整流、滤波输出，稳压精度和纹波等技术指标都很低。
本课题设计电路提供两路主输出为12V/1.2A，5V/2A两路主输出和一路30V/20mA的辅助输出；两路主输出都有反馈回路稳压。高频变压器的次级串联肖特基整流二极管SB540、并联滤波电容器C2、C3、C4和C9构成整流滤波电路。
3.6 保护电路设计
一个理想的开关电源，除了高电气性能指标和高安全性外，还要能应对来自外界的恶劣条件和自身发生的故障，能对电源提供及时保护以免电源损坏，影响整个电子系统的正常工作。
3.6.1 过电压、欠电压保护电路设计
稳压电源发生过电压的主要原因是电源内部出现故障。开关管的击穿不会引起输出过电压，出现过电压的主要原因是控制电路的元器件的损坏。输出电压的慢慢爬高也会出现过电压的现象，但在开关稳压电源中，由于变压器副边的高频整流电路采用扼流圈输入方式，因为滤波扼流圈电感和滤波电容具有较大的时间常数，输出电压的上升斜率是缓慢的，只有保护电路动作迅速，就可以阻止电压缓慢上升超过规定值。
当开关电源的输出低于规定值时，若负载为逻辑电路，则逻辑电路会发生误动作。因此要求在开关电源中具有欠电压保护电路。欠压的原因主要是电源的控制电路发生故障，如调节输出电压用的电位器的滑动片因受外界机械冲击或多次使用而松动；误差放大器的基准电压降低；输入电压下降；控制电路用的辅助电源的电压下降等。
当输入电压下降时，除主输出电压下降外，辅助电源电压也随之下降。为维持输出电压保持稳定，开关管增加导通时间，减小截止时间，这就要求控制信号的导通时间增大，或者关断时间减小。若输入电压继续下降，就会使开关管的驱动电流不足。为避免这一现象发生，当辅助电源电压出现下降并降到规定值时，应自动停止工作，使控制电路停止工作，保护稳压电源。当输入电压在欠电压保护规定值上下的某一范围内波动时，控制电路会产生忽通忽断的状态。同样，当负载发生变化时，也会出现同样的情况。
TOP244Y芯片集成了欠电压。过电压检测电路在芯片内部，所以对于过电压和欠电压保护来说更加容易实现，只需要在L端与一个电阻器就可以实现过电压保护、欠电压保护。本电路设计的电阻器的阻值为2MΩ。
3.6.2漏极保护电路
由于高频变压器存在漏感，在MOSFET功率开关管有通态变成断态时，高频变压器的原边绕组上会产生尖峰电压。这个尖峰电压与直流电压和感应电压叠加在一起，极易损坏MOSFET功率开关管。因此，必须设置漏极保护电路，对尖峰电压钳位或吸收，以便保护MOSFET功率开关管。
瞬态电压抑制器亦称瞬变电压抑制二极管（TVS），是一种新型过电压保护器件。由于它的响应速度极快、钳位电压稳定、体积小、价格低，可用来保护开关电源集成电路、MOSFET功率器件，以及其他对电压敏感的半导体器件，还可作为各种仪表、自控装置和家用电器中的过电压保护器。瞬态电压抑制器在承受瞬态高能量电压（例如浪涌电压、雷电干扰、尖峰电压）时，能迅速反向击穿，有高阻态变成低阻态，并把干扰脉冲钳位于规定值，从而保证电子设备或元器件不受损坏。钳位时间定义为从零伏达到反向击穿电压最小值所需要的时间。TVS的钳位电压极短，仅1ns，所能承受的瞬态脉冲峰值电流却高达几十至几百安培。其性能要优于压敏电阻器（VSR），且参数的一致性好。所以本设计中采用瞬态电压抑制器和超快恢复二极管组成的TVS、SRD钳位电路，它并联在高频变压器的原边绕组两端。这种效果最佳，应用最广，它充分发挥了瞬态电压抑制器的响应速度极快，能承受瞬态高能量脉冲的优点。
介绍所用原器件
TOP244Y的功能结构框图，如下图2-4所示：

图2-4 内部功能结构框图
漏极(D)引脚：
高压功率MOSFET的漏极输出。通过内部的开关高压电流源提供启动偏置电流。漏极电流的内部流限检测点。
控制(C)引脚：
误差放大器及反馈电流的输入脚，用于占空比控制。与内部并联调整器相连接，提供正常工作时的内部偏置电流。也用作电源旁路和自动重启动／补偿电容的连接点。
线电压检测(L)引脚：
过压(OV)、欠压(UV)、降低DCMAX的线电压前馈、远程开／关和同步的输入引脚。连接至源极引脚则禁用此引脚的所有功能。
外部流限(X)引脚：
外部流限调节、远程开／关控制和同步的输入引脚。连接至源极引脚则禁用此引脚的所有功能。
频率(F)引脚：
选择开关频率的输入引脚：如果连接到源极引脚则开关频率为132 kHz，连接到控制引脚则开关频率为66 kHz。
源极(S)引脚：
这个引脚是功率MOSFET的源极连接点，用于高压功率的回路。它也是初级控制电路的公共点及参考点。

TOPSwitch-GX 产品系列功能描述[1]：
（1） 控制 (C) 引脚工作
控制引脚是提供供电和反馈电流的低阻抗节点。在正常工作期间，分流稳压器用来将反馈信号从供电电流中分离出来。控制引脚电压VC是控制电路（包括MOSFET栅极驱动在内）的供电电压。应在控制极及源极引脚间就近放置一个外部旁路电容以提供瞬时栅极驱动电流。连接到控制脚的所有电容也用于设定自动重启动定时，同时用于环路补偿。
启动时，整流后的直流高压加在漏极引脚上，MOSFET起初处于关断状态，通过连接在漏极和控制引脚间的高压电流源对控制电容充电。当控制引脚电压VC接近5.8V时，控制电路被激活并开始软启动。在10ms左右时间内，软启动电路使MOSFET的占空比从零逐渐上升到最大值。在软启动结束时，如果没有外部反馈／供电电流流入控制引脚，则内部高压开关电流源关断，控制引脚开始根据控制电路所吸收的供电电流的大小开始放电。如果电源设计正确，而且不存在开环或输出短路等故障时，在控制引脚放电到接近下限阈值电压4.8V之前时（内部电源欠压锁存阈值），反馈环路将闭合，向控制引脚提供外部电流。当外部流入的电流将控制引脚充电到5.8V并联稳压器电压时，超过芯片所消耗的电流将通过电阻RE分流到源极引脚，如图2-4所示。流经RE的电流控制MOSFET的占空比，实现闭合环路调节。在采用初级反馈结构中，并联稳压器很低的输出阻抗ZC决定了误差放大器的增益。控制脚的动态阻抗ZC和外接控制脚的电容一起共同决定控制环路的主极点。
当出现开环或短路等故障而使外部电流无法流入控制引脚时，控制引脚上的电容开始放电，达到4.8V时激活自动重启动电路而关断MOSFET输出，使控制电路进入低电流的待机模式。高压电流源再次接通并对外接电容充电。内部带迟滞的电源欠压比较器通过使高压电流源通断来保持VC值处在4.8V到5.8V的区域内，如图2-5所示。自动重启动电路中有一个除8的计数器，仅在计满(S7)时才接通输出MOSFET，用以防止输出MOSFET在八个放电—充电周期过去前重新导通。通过将自动重启动的占空比减到典型值4%，可有