提高不对称半桥反激变换器轻载效率的数字化控制方法.pdf

引用格式：龙柏光，王俊峰，王凯，等提高不对称半桥反激变换器轻载效率的数字化控制方法 J.微电子学与计算机，2023，40（9）：106-113LONG B G，WANG J F，WANG K，et al.Digital control method for improving light-load efficiency of asym-metrical half-bridge flyback converterJ.Microelectronics&Computer，2023，40（9）：106-113.DOI：10.19304/J.ISSN1000-7180.2022.0731提高不对称半桥反激变换器轻载效率的数字化控制方法龙柏光，王俊峰，王凯，马聪（西安微电子技术研究所,陕西 西安 710054）摘要：传统的不对称半桥反激变换器(Asymmetrical half-bridge flyback converter,AHBFC)控制方法是采用互补PWM 控制.在轻载时,由于其箝位管导通时间过长,初级侧具有很大的导通损耗和循环损耗,变换器效率较低.为了解决轻载效率低问题,提出了一种基于 TMS320F28335 的数字化控制方法.采用非互补 PWM 控制,结合电感伏秒平衡关系设计控制算法预估励磁电流的过零点,变换器工作于断续模式,从而大幅降低了变压器初级侧的导通损耗和循环损耗；在主开关管开启前,引入辅助脉冲,使功率开关零电压开通(zero-voltage switching,ZVS),实现了开关损耗的降低.分析了互补控制下轻载运行时的主要损耗,给出了所提控制方法的工作原理和设计流程,并将该方法应用于一台输入电压 48 V,输出 12 V/100 W 的数字电源原理样机.实验结果表明,在轻载下,采用提出的控制方法,变换器能够实现两个开关管的零电压开通,相较于传统互补的控制方法,转换效率提高了 3%11%,空载电流降低了37.5%.关键词：不对称半桥反激；轻载效率；数字控制；软开关中图分类号：TN45 文献标识码：A 文章编号：1000-7180（2023）09-0106-08Digital control method for improving light-load efficiency of asymmetricalhalf-bridge flyback converterLONG Baiguang，WANG Junfeng，WANG Kai，MA Cong（Xian Microelectronics Technology Institute,Xian 710054,China）Abstract：The traditional control method of asymmetric half-bridge flyback converter(AHBFC)is to use complementaryPWM control.Under light load,due to the long turn-on time of its clamping tube,the primary side has large turn-on lossand cycle loss,and the converter efficiency is low.In order to solve the problem of low light-load efficiency,a digitalcontrol method based on TMS320F28335 is proposed.Non-complementary PWM control is adopted.The zero-crossingpoint of excitation current is estimated by control algorithm combined with the inductance voltage-second balancerelationship.The converter works in intermittent mode,thus greatly reducing the conduction loss and circulating loss at theprimary side of the transformer.Before the main switch is turned on,the auxiliary pulse is introduced to make the powerswitch zero-voltage switching (ZVS),which reduces the switching loss.The main loss of light load under thecomplementary control is analyzed,the working principle and design flow of the proposed control method are given,andthe method is applied to a digital power supply prototype with input voltage of 48 V and output of 12 V/100 W.Theexperimental results show that under light load,the converter can realize zero voltage turn-on of two switches with thiscontrol method.Compared with the traditional complementary control method,the conversion efficiency is improved by3%11%,and the no-load current is reduced by 37.5%.收稿日期：2022-11-11；修回日期：2023-01-11 40 卷 第 9 期微 电 子 学 与 计 算 机http:/Vol.40No.92023 年 9 月MICROELECTRONICS&COMPUTERSeptember 2023Key words：Asymmetrical half-bridge flyback；light-load efficiency；digital control；soft-switching 1引言随着互联网和移动设备的广泛应用,提高变换器轻载效率对于延长便携设备的续航时间以及维持供电电压的稳定具有重要意义,开关电源轻载效率的优化成为近几年的研究热点.不对称半桥反激变换器和传统的反激变换器元相比元器件数目增加不多,却具有良好的软开关特性,其出色的性能很有发展情景,广泛应用于低成本、小功率、高功率密度的场合中1-3.不对称半桥反激变换器常见的控制方法是采取互补 PWM 控制,这种控制方法在满载时主开关管和箝位管处于最大占空比,能够最大限度的保证能量传递效率.但在轻载（满载的 20%左右）运行时,箝位管的导通时间与满载时的导通时间相比几乎不变,增加了轻载时的导通损耗和循环损耗,也增大了空载电流4,导致该拓扑轻载效率很低.针对该拓扑轻载效率低的问题,文献 5 通过引入辅助电路检测负载电流来控制箝位管的导通时间,随着负载降低减少箝位管的导通时间,但这种方法控制电路较复杂,且存在主开关管无法实现软开关的问题.文献 6 通过采样电感电流并检测过零点的方式,关断箝位管,能对电路进行较为精确的控制,然而,此方法需要额外的电感电流检测电路,增加了电路复杂度.文献 7 提出了一种固定箝位管导通时间,降低开关频率来缩短开关管占空比的方法,但变频控制会加重设计的变换器的 EMI 问题.目前的控制方法多为模拟电路搭建,近些年,数字控制器集成度不断提高,功能不断强化,在诸多场合得到了应用,数字电源8具有易集成、高可靠、高灵活性的优点.本文重点研究不对称半桥反激变换器轻载状态下的工作原理并分析其转换效率低的问题,并提出了一种提高该拓扑轻载效率的数字控制方法.该方法在轻载时主开关管和箝位管导通时间非互补,结合开关管导通时间和变压器电感的伏秒平衡关系实现对导通时间的控制,使箝位管工作在断续导通模式,另外,在主开关管开启前增加辅助 ZVS 脉冲以实现主开关管的零电压开通.该方法能够在不改变开关频率、不引入电感电流检测装置的情况下,提高该拓扑在轻载输出时的转换效率并减少空载输入电流.设计了一台 48 V 输入、12 V/100 W 输出的数字原理样机,通过实验验证了控制方法的可行性和有效性.2不对称半桥反激变换器原理分析 2.1电路结构和轻载工作模态不对称半桥反激拓扑如图 1 所示,其原边结构和 LLC 电路类似,由一组桥臂和谐振电容 Cr组成,副边和传统反激拓扑相同,由输出回路和整流管组成,其中,Q1、Q2为初级侧的半桥桥臂,Dr为次级侧整流二极管,C1、C2为主功率管 Q1、箝位管 Q2的寄生结电容,Lm为变压器的励磁电感,Lr为变压器的漏感并作为初级测的谐振电感,Cr为谐振电容,Co和 Ro为输出电容和输出负载.为了进一步提高变换器效率,次级侧可以采用同步整流技术9-10.CrCoDrRo+VinLrQ1Q2C1C2Lm图 1不对称半桥反激变换器Fig.1 Asymmetrical half bridge flyback converter 常见的不对称半桥反激变换器多采用互补 PWM控制,文献 9-10 详细分析了该拓扑在高负载下,工作于连续模式(CCM)时的工作模态和软开关的实现条件,随着输出负载降低,变换器次级侧电流断续,其一个开关周期内的工作波形如图 2 所示.其中,变换器次级侧电流断续主要发生在 t3到 t6阶段.t3时刻,Q1关断,Q2开启,谐振电容两端的电压Vcr小于变压器副边发射到原边的箝位管 NVo,次级侧整流二极管反向关闭,副边电流断续,原边电流和励磁电流相等并线性下降.t4时刻,储存在励磁电感 Lm和谐振电容 Cr中的能量向副边传输,Lr和 Cr在更高的谐振频率下谐振,原边电流 ILr是励磁电流 ILm和反射副边电流 NIsec之和,副边电流是一个基于原边漏感 Lr和谐振电容 Cr谐振形成的正弦波.t5时刻,在初级侧电流谐振过程中,谐振电流和励磁电流相等,次级侧整流二极管 Dr反向关闭,副边没有电流,这一状态会一直持续到箝位管关闭.2.2轻载分析不对称半桥反激变换器轻载时电感电流 ILr和谐第 9 期龙柏光，等：提高不对称半桥反激变换器轻载效率的数字化控制方法107 振电压 VCr工作波形如图 3 所示,和满载工作模态11-12相比,出现 t0-t1和 t2-t4两个工作模态,其等效电路如图 4 所示,无效损耗主要位于 t2-t4阶段.这一阶段可以优化的损耗主要包括两部分：t0t1t2t3t4ILr2Vc2ILr4VCrILrnVott图 3电感电流 ILr,谐振电容 Vcr和反向输出电压 nVo工作波形图Fig.3 waveforms of ILr,Vcr and nVo CrCoRoLrQ2LmILr图 4(t0-t1)、(t2-t4)阶段等效电路Fig.4 equivalent circuit at(t0-t1)、(t2-t4)(1)循环损耗：在轻载时,维持输出电压所需的能量很小,但箝位管的导通时间仍然很长,t2-t4阶段,由于次级侧电流断续,不会有能量传递到副边,能量在 Lm、Lr、Cr组成的谐振腔中循环被消耗掉,在该阶段：iLr(t)=ir_1cos(w1t)+Vc2Zpsin(w1t)iLm(t)=iLr2NVoLmtVc(t)=Vccos(w1t)+ILr2Zpsin(w1t)其中,w1=1/LpCr,Zp=Lp/Cr(Lp=Lm+Lr)(2)导通损耗：t2-t4阶段,励磁电感电流在过零后受到输出的反射电压 NVo箝位,继续线性下降,导致变换器具有很高的负峰值电流,增加了箝位管的反向导通损耗,箝位管导通电阻为 Ron,其损耗 Pd可以写为：Pd=wt4t2iLm2Rondt为了提高轻载效率,如果能够在电流过零点关断箝位管即可以防止电路产生反向导通损耗,另外随着箝位管导通时间的缩短,为了维持输出电压稳定,主开关管的导通时间也必须要减少,这可以降低电路的峰值电流,同样可以降低电路的导通损耗.另一方面,箝位管关闭后,电流在零附近自然谐振,无法保证主管开启前电流为负,会使主管无法实现软开关.3降低轻载损耗的非互补控制为了降低变换器在轻载下的导通损耗和 LC 谐振腔中的循环损耗,提出了一种提高轻载效率的控制方法.这种方法在不改变开关频率的情况下,通过结合励磁电感的伏秒平衡关系式,实现对箝位管的过零关断,隔断负向电流；为了充分利用不对称半桥反激变换器的软开关优势,在主开关开启前,箝位管开通一小段时间,为主开关管的零电压开通创造条件.3.1伏秒平衡法原理通过开关管的导通时间和变压器励磁电感伏秒平衡的关系可以预估励磁电感电流的过零点,并关断箝位管,使电路工作在初级侧电感电流断续模式(DCM)下,即箝位管断续导通.反激电源的变压器实际为耦合电感,将电压等效到初级电感仍符合伏秒平衡定律,其等效到初级电感的电路图如图 5(a)(b)所示,不对称半桥反激变换器MOS 管两端的电压应力为输入电压 Vin,可得在主开关管导通时,电感储能,变压器励磁电感两端电压为Vin-NVo.在箝位管导通时间内,电感释放能量,励磁电感两端电压为耦合的输出电压 NVo,故在非互补控制的工作模式下,主开关管导通时间 tmag和箝位管 tdmg的导通时间满足：(VinnVo)tmag=nVotdmg DTst1(1D)TsVds1Vds2iLmiLrIDrVgs1/Vgs2t2t3t4t5t6t1t图2轻载下的不对称半桥反激变换器工作波形Fig.2 Waveforms of Asymmetric Half Bridge FlybackConverter at light-load108微电子学与计算机2023 年由上式可知,通过采样的输入电压 Vin和输出电压 Vo经过计算就可以得到满足伏秒平衡条件的开关管导通时间比,再结合电压控制环路便可以得到自适应的、能够维持输出电压稳定的占空比.3.2非互补控制工作原理非互补控制下的工作波形如图 6 所示,变换器工作在电感电流断续模式,其一个开关周期的工作原理如下.tmagtdILmtzcdtftzvsILrILr_mintt图 6非互补控制工作波形Fig.6 waveforms of proposed non complementary control 储能阶段(tmag)：主开关管 Q1开启,能量储存在初级侧电感和谐振电容中,励磁电流 ILm线性上升.能量转移阶段(tzcd)：主开关管 Q1关闭,箝位管Q2开启,储存在变压器上的能量传递到次级侧,励磁电感电流 ILm线性下降.自由谐振阶段(tf),在励磁电流过零点关闭箝位管,此时两个开关管皆为关闭状态,励磁电感放电完毕后,电感电流复位到零,初级侧回路进入自然谐振状态.ZVS 阶段(tzvs):箝位管再次开启一段时间,在变压器初级侧产生足够的负向电流,以保证死区时间 td时间内,Q1寄生电容 C1两端的电压被抽取到零,为Q1的零电压开通做准备.采用非互补控制,能够在不改变开关频率的情况下,大幅减少开关管导通时间 tmag、tzcd,从而降低电感电流的峰峰值,降低了开关管的导通损耗和 LC 谐振腔中能量循环造成的损耗；过零关断后,电感反向电流被隔断,大幅减少了励磁电感受输出电压箝位继续负向增加而造成的反向导通损耗.4系统设计设计了一款基于TMS320F28335 控制器的DC/DC变换器,其主要优势为以数字电路代替模拟电路实现控制算法,减少了电路面积和成本；采用固定的开关频率,主开关管导通时间基于 PI 调节电压控制,箝位管导通时间基于开关管导通时间和电感的伏秒平衡关系；通过引入 ZVS 辅助脉冲实现主开关管的零电压开通.4.1方案设计数字控制的不对称半桥反激变换器硬件结构如图 7 所示,通过采样电路经由 ADC 模块将输入电压Vin、输出电压 Vo、输出电流 Io采样输入 DSP 中,系统采用电压控制闭环控制,在 PWM 中断中进行环路的计算,输出占空比自适应、死区时间固定的 PWM信号,驱动信号 EPWM1A、EPWM2A、EPWM3A端口分别通过驱动电路驱动 Q1、Q2和 Q3.CrCoQ3Ro+VinLrQ1Q2C1C2SR驱动驱动电路EPWM1aEPWM2aEPWM3aADC1ADC2ADC3采样电路VoIoVinTMS320283355UrefVinIoPIUek+Vo图 7数字控制的不对称半桥反激变换器原理图Fig.7 Schematic of the digital control AHBFC 初级侧的主开关管、箝位管和次级的同步整流管国产 VDMOS 的 LE15N008J,其寄生电容为 C1=C2=Coss=512pF,因副边电流较大采取两个功率 MOS 管并联的方式减少导通损耗,原边采用半桥驱动器 LM5100驱动半桥功率管,副边采用 MIC4420 驱动同步整流管,前后级信号用数字隔离器作电气隔离.数字控制方案结构框图如图 8 所示,相较于分离的模拟器件,该方案仅用一颗数字芯片就可以实现 CrQ1+nVoCrnVoQ2(a)主开关管导通(a)When Q1 is on(b)箝位管导通(b)When Q2 is onVinNpNp图5等效到初级电感的电路图Fig.5 Circuits equivalent to primary inductance第 9 期龙柏光，等：提高不对称半桥反激变换器轻载效率的数字化控制方法109 PWM 和死区控制功能,并且在软件层面实现 PI 调节和伏秒平衡关系的计算.伏秒平衡关系：DL=ADC数字PI数字PWMPWMbPWMaDzvsPWMcDHnVo(VinnVo)Vin/Vo输出电压Vo输入电压Vin图 8数字控制器配置Fig.8 The configuration of the digital controller 其大大降低了控制电路的复杂性和功率损耗.PWM 的分辨率和死区时间控制得到了极大的提高.理论上,采用更高性能的控制芯片,可以使开关频率更高,有效提高变换器的功率密度.4.2参数计算文献 9 详细分析了不对称半桥反激变换器软开关实现条件,基于文献中的参数设计准则,可以计算得到硬件参数 Lr、Cr、Lm的值.在采用非互补控制方法后,为保证主开关管的零电压开通,需在主开关管开通前,将箝位管开通一小段时间,产生足够的负向电感电流,即变压器漏感 Lr有足够的能量,使得Q1寄生电容 C1两端的电压在死区时间 td内放电到零,定义这一段时间为辅助 ZVS 脉冲时间 tzvs,这段时间内 Lr储存的能量需要满足：12LrIr_min212C1Vin2+12C2Vin2又因为负向漏感电流峰值大于励磁电流峰值：ILr_min ILm_min=nVoLmtzvs所以 Q1实现 ZVS 的条件可以简化为：tzvs(C1+C2)Vin2LrLmnVo在稳态条件下,箝位管导通时间等于励磁电感去磁时间：ton_Q2=tdmg,因此在非互补控制下,箝位管在一个开关周期内开启两次,分别为励磁电感电流过零前的去磁时间 tzcd和 ZVS 辅助脉冲时间 tzvs,其中 ZVS脉冲取满足上式的恒定导通时间为 250 ns,正向去磁时间为：tzcd=ton_Q2-tzvs.4.3软件设计软件部分主要包括系统主程序、电压控制子程序、ePWM 中断服务程序.系统主程序流程图如图 9 所示,在主程序中主要完成以下工作：完成对系统和外设模块的初始化工作,包括对定时器模块、GPIO 模块、EPWM 模块、ADC 模块的初始化；给运行参数和变量赋初值；开启中断并进入一个死循环等待中断的到来.开始系统、变量初始化关总中断ePWM、ADC、GPIO模块初始化ePWM中断初始化开总中断等待图 9主程序流程图Fig.9 main program flow chart PWM 中断流程图如图 10 所示,采用的控制方式在 PWM 中断13运行,其主要任务为判断负载工作状态、调用电压控制子程序和更新寄存器.通过采样的输出电流判断电路工作状态,采用模式切换(Mode hopping)的方法,在中载、重载时采用互补PWM控制,电路工作在连续模式(CCM);在轻载时,采用非互补 PWM 控制,因为控制时序较复杂,需要使用两个ePWM 单元的输出通道 EPWM1A/2A,其中 EPWM1A通道产生主开关管脉冲信号,EPWM2A 产生箝位管的两个脉冲信号,并调用电压控制子程序,更新各通道 PWM 输出信号,以调节输出电压.图 11 所示为单电压环闭环控制原理框图,其工作原理为：将采样的输出电压 Uo和基准电压 Uref比较计算差值 Uek,经过 PI 调节,将偏差值转变为主功率管占空比 DH,控制 PWM 脉宽调制器,以调节变换器的输出电压 Uo.电压控制子程序流程图如图 12 所示,对采样的输出电压进行数字滤波和 PI 调节.提出的控制方法与文献 5 中由分立器件组成的复杂模拟电路相比,采样、环路补偿和时序逻辑的控制等功能都在 DSP 数字芯片中完成,可以降低电路复杂度,降低控制级的能量损耗,并具有更高的可靠性；另外该方案在缩短箝位管导通时间的基础上添加 ZVS 辅助脉冲时序,使电路不会失去原有的软开关优势.与文献 6 中所提到的控制时序类似,但无需额外的电感电流采样电路来实现过零点检测关断110微电子学与计算机2023 年箝位管,而是只需要对输入电压和输出电压进行采样,并在软件中通过对伏秒平衡关系的计算即可以达到缩短箝位管导通时间的目的；与文献 7 中所采用对变换器恒定导通时间降低开关频率的方法相比,由于采用固定频率控制方式,可以避免变换器出现严重的 EMI 问题.5仿真与实验验证为了验证提出的轻载控制方法的可行性以及软开关的实现情况,首先对控制方法进行了仿真,验证了控制时序的可行性,然后制作了一台 36 V60 V 输入、12 V/100 W 输出的原理样机验证理论,实验的基本参数如表 1 所示.5.1仿真分析基于电力电子仿真工具 PSIM 对采用所提控制方法的不对称半桥反激变换器进行仿真,以验证非互补控制方法的可行性,驱动信号 Vgs1、Vgs2和电感电流 ILr、ILm仿真波形如图 13 所示.仿真结果和第三章理论分析一致,采用非互补控制方法,可以精确实现对箝位管的电流过零点关断,变换器工作在电感电流断续模式,证明了该控制方法的可行性.5.2样品实验演示测试 5.2.1轻载实验波形对 48 V 输入,12 V/1.2 A 输出状态下采用传统互补 PWM 控制方法和所提非互补 PWM 控制方法 PWM中断设置下管最大导通时间TLON_MAX、设置辅助ZVS时间tzvs、调用PI电压控制子程序读取AD模块采样的输入电压Vin、输出电压Vo、输出电流Io经转换存入储存器中输出负载Io2A更新ePWM中寄存器的值等待下一次中断YN更新主开关管占空比DH、箝位管开通时间的占空比DZCD、DZVS调用PI电压控制子程序图10PWM 中断流程图Fig.10 PWM interrupt flow chart UrefUekKVoVo+PIDH不对称半桥反激变换器PWM产生图11闭环电压控制结构框图Fig.11 structure of closed loop voltage control 子程序入口读取输出电压值Vo采样值数据定标，i+数据存入数组Voi计数i=k？求平均值与给定基准比较得到差值Uek差值做PI计算更新主功率管占空比DH计输i清零子程序返回YN图12电压控制子程序流程图Fig.12 Voltage control flow chart 表 1 实验样机参数Tab.1 Parameters of experimental prototype参数值输入电压 Vin/V3660输出电压Vo/V12输出功率Po/W100开关频率fsw/kHz300匝比N32电感量 L/H2.25漏感 Lr/nH62谐振电容 Cr/C3.3第 9 期龙柏光，等：提高不对称半桥反激变换器轻载效率的数字化控制方法111 的驱动波形 Vgs2、箝位管漏源电压波形 Vds2和初级侧电感电流波形 ILr的示波器采样结果如图 14、图 15 所示.Vds2Vgs2ILr图 14互补控制下,48 V 输入,1.2 A/12 V 输出情况下驱动电压 Vgs2、漏源电压 Vds2和初级侧电感电流 ILr波形Fig.14 waveforms of Vgs2、Vds2、ILr at 48 V input、12 V/1.2 Aoutput with complementary control ZVS Q1ZVS Q2Vgs2Vds2ILr图 15非互补控制下,48 V 输入,1.2 A/12 V 输出情况下驱动电压 Vgs2、漏源电压 Vds2和初级侧电感电流 ILr波形Fig.15 waveforms of Vgs2、Vds2、ILr at 48 V input、12 V/1.2 Aoutput with non complementary control对比图 14、图 15 可知,采用提出的非互补控制方法、在不改变开关频率的情况下,箝位管工作在断续导通模式,电感电流峰峰值相较于传统控制方法由 17.2 A 减少到 10.2 A,大幅降低了电路的导通损耗.和传统控制方法相比,样机在励磁电流过零点处关闭了箝位管,减少电感反向电流带来的导通损耗和 LC 谐振回路中的循环损耗.综上所述,在这种控制方式下,可以有效提高变换器的轻载转换效率.由图 15 可知电路的软开关实现,在采用所提控制方法后,在 Q1开启前,电感电流为负值,能够实现对主开关管 Q1的 ZVS 开通；在箝位管 Q2第一次开启时,其两端的漏源电压 Vds2已经下降到零,即实现了对箝位管 Q2的 ZVS 开通.5.2.2效率对比由原理样机实测得到的变换器在轻载工作范围内采用传统互补控制方式的效率曲线和采用所提控制方法的效率曲线对比图如图 16 所示.从图 16 中可以看出,在 0 A-2 A 的轻载工作范围内,采用非互补控制的变换器效率相较于传统互补控制约有 3%到11%的转换效率提升,另外,空载电流由 131 mA 降低到 82 mA,降低了 37.5%.0.40.8输出负载/A转换效率/%1.01.535254555850.20.62.06575传统互补非互补图 16轻载下传统互补和非互补控制方式下的效率曲线Fig.16 Efficiency curve with/without the non complementarycontrol at light-load 6结束语本文提出了一种基于伏秒平衡法的不对称半桥反激变换器轻载效率优化方案,变换器采用数字控制,开关频率固定,无需电流采样电路即可实现对电感电流过零关断和主管的零电压开通.介绍了控制电路的工作流程,并重点阐述了伏秒平衡的软件实现方法和 ZVS 脉冲宽度的计算方法.据此设计了原理样机,经过实验对比与分析,相较于采用传统控制方法的变换器,本文提出的控制方法能够有效地提高不对称半桥反激变换器的轻载效率,并降低空载时的输入电流.参考文献：HUANG Y T,LI C H,CHEN Y M,et al.Analysis anddesign of a single-stage buck-type AC-DC adaptorC/Proceedings of 2017 IEEE Applied Power Electronics1 0.003 337 0.003 338 0.003 339 0.003 340500.00.20.40.60.81.05 iLriLmVgs1Vgs2图13非互补控制仿真波形Fig.13 Simulation waveforms of non complementary control112微电子学与计算机2023 年Conference and Exposition.Tampa:IEEE,2017.DOI:10.1109/APEC.2017.7930607.LI M X,OUYANG Z W,ANDERSEN M A E.A highefficiency and high power density asymmetrical half-bridge flyback converter for data centersC/Proceed-ings of the 47th Annual Conference of the IEEE Industri-al Electronics Society.Toronto:IEEE,2021.DOI:10.1109/IECON48115.2021.9589575.2 沈莉娟，张军明.一种不对称半桥反激变换器的设计方法J.电力电子技术，2019，53（1）：101-103.SHEN L J，ZHANG J M.Design of asymmetrical half-bridge flyback converterJ.Power Electronics，2019，53（1）：101-103.3 SPIAZZI G，BUSO S.Extended analysis of the asym-metrical half-bridge flyback converterJ.IEEE Transac-tions on Power Electronics，2021，36（7）：7956-7964.DOI:10.1109/TPEL.2020.3044840.4 唐盛斌,金若愚,郑仁闪.一种不对称半桥反激变换器及其驱动控制方法:中国,106505865BP.2017-03-15.TANG S,JIN R Y,ZHENG R S.An asymmetric halfbridge flyback converter and its driving control method:CN,106505865BP.2017-03-15.5 MEDINA-GARCIA A，ROMERO F J，MORALES DP，et al.Advanced control methods for asymmetricalhalf-bridge 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变换器设计.E-mail：.王俊峰男,（1964-）,博士,研究员.研究方向为功率变换技术、变换器建模、仿真技术.王凯男,（1981-）,研究员.研究方向为混合集成电源功率变换、厚膜工艺设计.马聪男,（1989-）,博士研究生.研究方向为功率变换器建模、仿真与设计技术.第 9 期龙柏光，等：提高不对称半桥反激变换器轻载效率的数字化控制方法113