基于超表面的超宽带低剖面宽角扫描相控阵天线.pdf

为满足多功能电子系统对天线带宽、天线剖面和波束覆盖范围的需求，提出了一种工作在 618GHz 的平面双极化低剖面宽角扫描相控阵天线.首先，为了抑制由非平衡短路式巴伦引入的天线带内寄生谐振模式从而拓展天线带宽，在天线阵列中加入了由短路金属柱和印制金属盘构成的脊型结构；然后，设计了基于超表面的宽角扫描阻抗匹配层，以降低波束扫描时的反射损耗；此外，在该天线的介质层中设计了周期性分布的空气孔，以降低天线辐射体周围的有效介电常数，进而消除波束扫描时的表面波激励.基于上述方法，利用多层印制电路板工艺，在保持天线低剖面特性的同时实现了超宽带宽角扫描性能.仿真结果表明，该阵列在典型方位角=90和=0分别具备75和60的波束扫描能力，且阵列剖面高度小于 3.52 mm.为了验证该设计的正确性，制作了一个阵列规模为 88 的双极化天线样机并对其进行实验，实验结果与仿真结果吻合较好.该天线具有超宽带、低剖面、宽角扫描特点，为多功能电子系统提供了一种新颖的天线阵结构.关键词超宽带天线；相控阵；超表面；偶极子天线；低剖面；宽角扫描中图分类号TN82文献标志码A文章编号1005-0388（2023）03-0382-11DOI 10.12265/j.cjors.2022190Ultra-wideband,low-profile and wide-scanning phased array antenna based onmeta-surfaceSUN Jianxu1LI Jiechao1ZHANG Tao2CHENG Yujian1*（1.University of Electronic Science and Technology of China,Chengdu 611731,China；2.Military Commission EquipmentDevelopment Department Equipment Procurement Service Center,Beijing 100000,China）Abstract To meet the requirement of antenna bandwidth,antenna profile and beam coverage for themultifunction electronic systems,a 618 GHz dual-polarized phased array antenna with planar,low-profile and wide-scanning performance is proposed.To suppress the parasitic resonant-modes in the operating band caused by theunbalanced and short-circuited balun and extend the bandwidth,the ridge-type structures consisting of the groundedpost and the printed metal-plate are added into the array at first.Then,the electromagnetic meta-surface based wide-scanning impedance matching layer is designed to lower the reflection loss when scanning.Moreover,the dielectriclayers of the proposed antenna are perforated periodically to reduce the effective permittivity around the radiators andeliminate the excitation of a surface wave when scanning.Based on the above methods,ultra-wideband and wide-scanning performance are achieved together with the low antenna profile using the multi-layer printed circuit board(PCB)process.The simulation results show that the array has the beam scanning capability of 75 and 60respectively at the typical azimuth angle=90 and=0,and the array profile height is less than 3.52 mm.To validatethe correctness of this design,an 88 dual-polarized array is fabricated and measured.The measured and simulatedresults show a good agreement.This antenna achieves the ultra-wideband,low-profile and wide-scanning 收稿日期：2022-08-30资助项目：国家自然科学基金(U22A2016)通信作者：程钰间 E-mail: 第 38 卷第 3 期电波科学学报Vol.38，No.32023 年 6 月CHINESE JOURNAL OF RADIO SCIENCEJune，2023 characteristics,as well as providing a novel antenna array structure for the multifunction electronic systems.Keywordsultra-wideband antenna；phased array；meta-surface；dipole antenna；low-profile；wide-scanning 引言随着现代无线技术的快速发展，相控阵天线凭其波束扫描速度快、方向图赋形灵活、抗干扰能力强、跟踪精度高等优势，被广泛应用于机载、舰载雷达系统中1-2.现代先进军事作战平台集侦察、干扰、探测、通信等多功能于一体，搭载多副针对不同频段应用的相控阵天线，不仅会增加平台体积、降低平台隐身性能，而且会增加系统内部不同功能模块间的相互干扰.与此同时，作战平台要求相控阵天线的波束可以指向特定的空间角度，且波束增益不会产生严重的下降.因此，覆盖多个工作频段的宽角扫描相控阵天线成为现代多功能军事作战平台的优选天线形式，可有效提高系统的一体化集成能力，并降低系统的体积、成本、功耗等.另外，双极化技术可以使天线生成多极化电磁波辐射模式，且经过适当激励调控后，同时具备两个正交线极化辐射模式的天线口径可以生成任意极化模式，这对系统干扰与抗干扰能力的提升有重要意义.部分军事作战平台(如战机等)对平台外形结构及空气动力学性能提出严苛要求，这使得相控阵天线需具备低剖面特性，以满足平台装配与集成需求.综上所述，为了满足现代雷达系统高系统容量、高探测精度、大探测范围、干扰与抗干扰和外形结构等性能需求，相控阵天线需要具备双极化辐射模式和更大的工作带宽、更低的剖面高度、更广的波束覆盖范围3.近年来，国内外针对超宽带相控阵天线展开了深入研究，并将主流的超宽带相控阵天线分为两类：基于 Vivaldi 类单元4-10和基于紧耦合偶极子单元11-22的超宽带相控阵天线.其中，Vivaldi 天线阵又被称为渐变开槽阵列(tapered slot array，TSA)，是一种基于延长天线单元纵向尺寸以实现带宽拓展的宽带天线阵列形式.TSA 天线可以在保持高辐射效率的条件下实现超过 101 的阻抗带宽比4.然而，过高的纵向剖面意味着 TSA 天线辐射体上会寄生交叉极化电流场，这导致 TSA 天线存在严重的交叉极化能量泄漏.在大角度波束扫描时，TSA 天线的交叉极化增益甚至会大于主极化增益，造成极化偏转现象6.这种极化泄漏对雷达探测、干扰与抗干扰等应用是非常不利的.与 TSA 不同的是，紧耦合偶极子阵列(tightlycoupled dipole array，TCDA)是一种基于延长天线单元横向尺寸以实现带宽拓展的宽带天线阵列形式11-18.因此，在相同的可实现带宽条件下，TCDA天线的剖面高度远小于 TSA 天线.以实现 218 GHz 带宽为例，文献 4 中的 TSA 天线纵向剖面高度为 104mm(0.69low)，而文献 19 中的 TCDA 天线纵向剖面高度仅为 10 mm(0.10low)，其中 low指最低工作频率时的自由空间电磁波波长.因此，TCDA 更适合作为一种实现超宽带低剖面天线阵的方案.同时，易集成、可扩展、小型化的相控阵天线模块是现代多功能雷达系统的迫切需求.这要求相控阵天线能实现瓦片式架构，即利用低剖面天线、多功能多通道收发(T/R)芯片等，结合多层加工工艺和三维封装技术，实现相控阵天线的低剖面小型化和轻量化.然而，立体装配形式的 TCDA 天线在结构稳定性、“天线-芯片-电路”低剖面小型化集成性等方面都存在劣势.作为一种合适的解决方案，基于多层印制电路板(printed circuit board，PCB)工艺的平面超宽带模块化天线(planar ultra-wideband modular antenna，PUMA)阵列被提出23-29.PUMA 阵列的工作原理与TCDA 天线相同，都是利用偶极子天线单元间的电容耦合等效延长了天线单元在低频时的有效辐射电尺寸，并以此拓展工作带宽.为了进一步提高 PUMA阵列的波束扫描能力，文献 24 将多层介质板加载于 PUMA 阵列上方，提高了天线阵在不同扫描角度下的有源阻抗匹配能力.然而，多层介质板增加了天线的剖面高度，同时也增加了天线阵列的重量，这显然不利于系统的低剖面小型化和轻量化实现.随着超材料技术的发展，由周期结构组成的超表面逐渐被用作宽角匹配层30-35.此时天线结构复杂度提升，联合多设计参量实现平面相控阵天线的宽带工作、宽角覆盖能力与低剖面外形是一个技术难题，也对现代多功能雷达的低剖面小型化与轻量化工程实现具备重要意义.针对该技术难题，本文提出了一种基于超表面的平面超宽带双极化低剖面宽角扫描相控阵天线.该天线以双极化紧耦合偶极子作为天线单元，由多层 PCB 工艺一体化加工制成.基于此单元，首先利用由短路金属柱和圆形金属盘构成的脊型谐振模式抑制结构，移除了由非平衡短路式巴伦馈线引入的天线带内共模谐振与环路谐振，实现了天线阵列的618 GHz 阻抗带宽.接着，为了进一步降低该天线的反射损耗、提高天线宽角扫描能力，以方形金属贴片构成的超表面替代传统的厚介质板，将超表面用作天线阵列的宽角有源阻抗匹配层.最后，通过在天第 3 期孙建旭，等：基于超表面的超宽带低剖面宽角扫描相控阵天线383 线阵内设计周期分布的空气孔，抑制了天线大角度波束扫描时的表面波激励.通过上述方法，该超宽带双极化相控阵天线在实现 618 GHz 工作带宽的同时，具备阵列波束75(=90)、60(=0)的大空域覆盖能力.同时，该天线的剖面高度仅约为 3.52mm(0.07low).因此，本文提出的平面超宽带双极化低剖面宽角扫描相控阵天线可以为现代多功能雷达系统的低剖面小型化和轻量化实现提供技术支撑.1 天线总体结构本文提出的超宽带相控阵天线叠层及单元结构如图 1 所示.图 1(a)中，天线辐射体由两对印制金属贴片形成的双极化偶极子构成，由非平衡短路式巴伦馈电.为了抑制天线阵非平衡短路式巴伦引入的带内寄生谐振模式，引入由短路金属柱和圆形金属盘构成的脊型谐振模式抑制结构.同时，该金属盘也可以用来调节天线单元间的电容耦合，进一步拓展天线带宽.如图 1(b)所示，该天线由 7 层介质板、4 层印制金属图案和 1 层金属反射地板构成.其中，以 Taconic TLY-5Z 和 Taconic RF-35 作为多层 PCB的芯板，以 Rogers RO4450F 作为粘接芯板的半固化片材料.为了降低天线辐射体周围的平均介电常数、抑制阵列波束扫描时的表面波激励，介质层内存在周期性分布的空气孔23.如图 1(c)所示，为了提高天线阻抗匹配和宽角扫描能力，一个由方形金属贴片构成的超表面被用作天线的覆盖层.最后，铝制金属板被放置在天线下方，用作天线反射板和射频馈电SSMP 连接器的固定结构.空气孔(Rk)金属化孔(Rc1)双极化偶极子天线AA偶极子天线和金属盘W1W3W2L1RpL3L2金属化孔(Rc2)横截面 A-A(a)天线单元结构(a)Structures of unit cell(b)PCB 叠层(b)Stack-up of the PCB电磁超表面非平衡短路式巴伦SSMP连接器SSMP连接器tttttRr1rpr2r1r1铝制金属板W(c)天线单元及其加载的超表面(c)Antenna with the loaded electromagnetic meta-surfaceD电磁超表面WWyzx空气孔(R)金属化孔(Rc1)双极化偶极子天线AA偶极子天线和金属盘WWWLRLL金属化孔(Rc2)横截面 A-A(a)天线单元结构(a)Structures of unit cell(b)PCB 叠层(b)Stack-up of the PCB电磁超表面非平衡短路式巴伦SSMP连接器SSMP连接器t1t1t2t3tpRgr1rpr2r1r1铝制金属板W4(c)天线单元及其加载的超表面(c)Antenna with the loaded electromagnetic meta-surfaceD电磁超表面W5W6yzx图 1 超宽带相控阵天线结构Fig.1 Structures of the ultra-wideband phased array antenna 2 超宽带天线单元设计 2.1 超宽带天线单元带内谐振抑制紧耦合偶极子天线借助单元间的电容耦合，拓展天线的阻抗带宽.如图 2 所示的双极化紧耦合偶极子天线单元结构由非平衡短路式巴伦馈电23，其非正常工作频点的电流矢量场分布和有源电压驻波比(voltage standing wave ratio，VSWR)的仿真结果如图 3、图 4 所示.可以发现，结构在 6.0 GHz 附近存在环路谐振模式，在 17.7 GHz 附近存在共模谐振模式.其中，环路谐振模式的产生原理如图 5 所示.偶极子天线的馈线、金属辐射臂可以等效为一段电感，紧耦合偶极子天线末端可以等效为一段电容，再考虑到金属地平面引入的镜像电流，即构成了“电感-电容串联谐振回路”.该谐振回路的谐振频率可由式(1)计算：floop=c2r,effLloop.（1）r,eff式中：是电流环路周围的等效相对介电常数，且 384电波科学学报第 38 卷r,effr1；Lloop是电流环路的物理长度，由天线单元结构参数决定.图 3 中，Lloop17.38 mm、r1=2.2，由式(1)计算出的环路谐振频率约为 5.81 GHz，与图 4 中的仿真环路谐振频率结果(6 GHz 附近)相近.介质匹配层非平衡短路式巴伦脊型谐振模式抑制结构图 2 超宽带天线单元带内谐振抑制设计过程Fig.2 Design process of the ultra-wideband antenna elementfor suppressing the in-band resonances 共模电流(17.7 GHz)环路电流(6.0 GHz)zxyJ/(Am1)100.000 093.333 386.666 780.000 073.333 366.666 760.000 053.333 346.666 740.000 033.333 326.666 720.000 013.333 36.666 70图 3 谐振频点的电流矢量场分布Fig.3 Current vector distribution at the resonant frequencies 681012141618246810共模谐振VSWR工作频率/GHz天线单元结构 I天线单元结构 II环路模式谐振图 4 不同结构天线单元的有源 VSWRFig.4 Active VSWR for the different antenna structures 环路谐振电流电流镜像原理图 5 环路谐振模式产生原理Fig.5 Principle of generation of the loop-resonance mode 共模谐振模式的产生原理如图 6 所示.理想平衡馈电的偶极子天线馈线上仅存在差模电流成分，而非平衡馈电的偶极子天线馈线上存在共模电流分量.该共模电流会在偶极子天线阵中激励起周期分布的TE10谐振场23，在该共模谐振频率下，天线阵中的馈入能量无法有效辐射至自由空间.依据 TE10模式的电场分布特点，共模谐振频率可由式(2)计算：fcommon=c2r,effLcommon.（2）式中，Lcommon是天线单元馈点与其相邻天线单元短路点的物理长度，即 Lcommon=D L2 L3.由式(2)计算出的共模谐振频率约为 17.68 GHz，与图 4 中的仿真共模谐振频率结果(18 GHz 附近)相近.DD2 DE共模图 6 共模谐振模式产生原理Fig.6 Principle of generation of the common-resonance mode 为了抑制这两种带内寄生谐振模式，在天线单元内部引入如图 2 中结构所示的脊型谐振模式抑制结构24.脊型谐振模式抑制结构由短路金属柱和圆形金属盘构成.一方面，圆形金属盘增加了“电感-电容串联谐振回路”中的等效电容，使得环路谐振频率 floop下移至工作带外；另一方面，类似于利用金属脊降低矩形波导 TE10模式截止频率下限的原理，本文中的金属脊结构也能使得共模谐振频率下移至带外24.如图 4 所示，引入脊型结构后，天线带内环路、共模谐振模式均被抑制，其工作带宽覆盖 618 GHz.然而，此时天线在 6.06.9 GHz 和 8.213.3第 3 期孙建旭，等：基于超表面的超宽带低剖面宽角扫描相控阵天线385 GHz 频带内的有源 VSWR 均大于 3.为了提高天线带内有源阻抗匹配性能，如图 2 所示，将介质匹配层引入结构 III.天线单元结构 III 在不同波束扫描角度下的有源 VSWR 仿真结果如图 7 所示，可以看到，介质匹配层的引入有效降低了天线带内的法向有源VSWR.尽管如此，天线结构 III 仍存在大角度波束扫描时有源 VSWR 大的问题.68101214161812345VSWR工作频率/GHz(a)E 面(a)E-plane(b)H 面(b)H-plane681012141618工作频率/GHz=90=0=45=60=75=0=0=45=6012345VSWR图 7 天线结构 III 的有源 VSWRFig.7 Active VSWR for the antenna structure III 2.2 超宽带天线单元宽角阻抗匹配为了降低天线结构 III 在大角度波束扫描时的有源 VSWR，减小天线反射损耗，可以继续在天线上方添加介质匹配层，但这种方式不仅会增加天线剖面高度，同时也会增加天线重量24.因此，本文设计了如图 8 所示的超表面，其厚度与 PCB 工艺印制金属层的厚度相同.依据超表面的等效媒质原理35，电小且周期排布的金属图案层可以等效为介质层，当其加载于天线上方时，可以进而等效为均匀加载的电抗，其等效电路如图 9 所示.天线上层加载的介质层可以提升宽角匹配性能，同时，超表面的加载也为天线阵的宽角阻抗匹配提供额外的自由度.该超表面由 44 规模的印制矩形金属贴片构成，调节金属贴片单元间的缝隙宽度 W6即可改变超表面对天线有源阻抗的影响(Z超表面).如图 10 所示，超表面金属贴片单元间缝隙宽度越小，则天线有源阻抗匹配性能越好.受限于 PCB 工艺，将超表面单元间缝隙宽度W6选定为 0.15 mm.超表面W4W6W5D图 8 电磁超表面结构Fig.8 Structures of the electromagnetic meta-surface Z天线Z下层介质H下层介质Z空气Z天线Z超表面Z上层介质H上层介质Z下层介质H下层介质Z空气图 9 超表面的阻抗匹配原理Fig.9 Principle of impedance matching for the meta-surface 68101214161812345扫描盲区VSWR工作频率/GHz(a)E 面(a)E-plane(b)H 面(b)H-plane工作频率/GHz=90,=75不加载电磁超表面结构W6=0.15 mmW6=0.30 mmW6=0.45 mm=0,=60不加载电磁超表面结构W=0.15 mmW=0.30 mmW=0.45 mmVSWR扫描盲区扫描盲区VSWR工作频率/GHz(a)E 面(a)E-plane(b)H 面(b)H-plane681012141618工作频率/GHz=90,=75不加载电磁超表面结构W=0.15 mmW=0.30 mmW=0.45 mm=0,=60不加载电磁超表面结构W6=0.15 mmW6=0.30 mmW6=0.45 mm12345VSWR扫描盲区图 10 超表面对天线单元有源 VSWR 的影响Fig.10 Effect of the meta-surface for active VSWR of theantenna element 386电波科学学报第 38 卷由图 10 的结果可知，虽然超表面有效提升了天线大角度波束扫描时的有源阻抗匹配性能，但是天线在 17 GHz 附近仍存在扫描盲区.这种扫描盲区是由大角度波束在高相对介电常数的接地介质板中激励的表面波造成的，会严重降低天线辐射效率23.如图 11 所示，对于无周期性分布空气孔的天线阵面，其在方位角=90、俯仰角=75时辐射场能量被束缚在介质层表面.为了抑制该扫描盲区，在天线阵列中引入周期性分布的空气孔，以此降低天线辐射体周围的平均介电常数，进而消除由表面波引起的扫描盲区.加入周期性分布的空气孔后的天线有源VSWR 仿真结果如图 12 所示，表明波束扫描引起的扫描盲区被消除.经过全波电磁仿真优化后，天线的关键结构参数、材料参数由表 1 给出.3 实验结果与分析 3.1 天线样机为了验证本文设计过程中模型的合理性和技术可行性，如图 13 所示，设计加工了一款阵列规模为88 的超宽带相控阵天线，并对该 88 阵面的全波电磁仿真结果与实验结果进行对比.该天线阵由SSMP-同轴线-SMA 线缆组件馈电，并由金属框架作为支撑、固定结构.多层 PCB 工艺制成的天线阵面由金属螺钉固定至金属框架，其顶面为周期排布的超表面单元，底面可见周期排布的空气孔.3.2 有源 VSWR 测试结果通过文献 23-25 中的方法，在单一极化被激励时(另一正交极化单元端接匹配负载)，得到在等幅度激励条件下的有源反射计算公式为mn(0,0)=Mp=1Nq=1Smn.pqej(pm)dxu+(qn)dyv).（3）式中，Smn,pq是天线单元 mn 与天线单元 pq 之间的散射参数；M、N、dx和 dy分别指 x、y 参考轴方向上的天线单元数量和天线单元间距；u=ksin 0 cos 0，v=ksin 0 sin 0，其中(0，0)为阵面波束指向，k 为自由空间中电磁波波数.如图 14 所示，天线阵面有源 VSWR 的实验结果与仿真结果趋势较为吻合.工作频带内的测试与仿真误差，在高频段主要是由加工制造误差导致的，多 无空气孔有空气孔空气孔E/(Vm1)100.000 095.333 390.666 786.000 081.333 376.666 772.000 067.333 362.666 758.000 053.333 348.666 744.000 039.333 334.666 730.000 0图 11 周期分布空气孔及其对波束扫描辐射场的影响Fig.11 Periodically distributed air-holes and its influence onradiation field when scanning 68101214161812345VSWR工作频率/GHz有空气孔(=90,=75)无空气孔(=90,=75)有空气孔(=0,=60)无空气孔(=0,=60)图 12 周期分布空气孔对波束扫描有源 VSWR 的影响Fig.12 Influence of the periodically distributed air-holes onactive VSWR when scanning 表 1 超宽带天线关键结构参数和材料参数Tab.1 Key parameters of the ultra-wideband antenna for the structures and the materialsDW1W2W3W4W5W6L1L2L3Rc17.20 mm1.80 mm1.10 mm0.80 mm1.80 mm1.65 mm0.15 mm3.48 mm0.63 mm0.85 mm0.15 mmRc2RpRkRgt1t2t3tpr1r2rp0.18 mm1.35 mm2.25 mm0.43 mm0.51 mm0.13 mm2.03 mm0.10 mm2.23.53.52 顶面底面图 13 超宽带天线阵样机Fig.13 Prototypes of the ultra-wideband array antenna 第 3 期孙建旭，等：基于超表面的超宽带低剖面宽角扫描相控阵天线387 层 PCB 工艺的板厚公差、金属走线公差等都会造成一定程度的频偏；在低频段，该误差主要是由非理想的端接负载所导致，连接器的安装缝隙、线缆接口的非连续性等都会引入等效寄生电抗元件，使得Smn,pq参数的测试不再准确，且不良的端接负载会加剧阵列导行表面波36-37，恶化天线有源 VSWR.68101214161812345VSWRVSWRVSWR工作频率/GHz(a)法向(a)Broadside(b)E 面(b)E-plane(c)H 面(c)H-plane工作频率/GHz工作频率/GHz=0实验结果有限大阵列仿真结果无限大阵列仿真结果=90实验结果=45实验结果=60实验结果=75仿真结果=45仿真结果=60仿真结果=75=0实验结果=45实验结果=60仿真结果=45仿真结果=60VSWRVSWRVSWR工作频率/GHz(a)法向(a)Broadside(b)E 面(b)E-plane(c)H 面(c)H-plane681012141618工作频率/GHz工作频率/GHz=0实验结果有限大阵列仿真结果无限大阵列仿真结果12345=90实验结果,=45实验结果,=60实验结果,=75仿真结果,=45仿真结果,=60仿真结果,=75=0实验结果=45实验结果=60仿真结果=45仿真结果=60VSWRVSWRVSWR工作频率/GHz(a)法向(a)Broadside(b)E 面(b)E-plane(c)H 面(c)H-plane工作频率/GHz681012141618工作频率/GHz=0实验结果有限大阵列仿真结果无限大阵列仿真结果=90实验结果=45实验结果=60实验结果=75仿真结果=45仿真结果=60仿真结果=75=0实验结果,=45实验结果,=60仿真结果,=45仿真结果,=6012345图 14 有源 VSWR 实验结果与仿真结果Fig.14 Measured and simulated results of active VSWR 3.3 有源方向图测试结果天线单元的辐射特性决定了该超宽带相控阵的波束扫描性能38.因此，对该天线阵列的有源单元方向图进行远场实验.如图 15、图 16 所示，不同频点处有源单元方向图的实验结果与仿真结果趋势较为吻合.该天线有源单元方向图的波束宽度满足宽角扫描需求，在75空域范围内不存在扫描盲区.不够大的天线阵面规模存在截断效应，引发阵列导行表面波，从而恶化天线有源单元方向图36-37.同时，天线的随机加工制造误差会导致阵面单元辐射性能不一致，相邻单元间的电磁耦合也会不一致，使得实际测试方向图与仿真方向图出现偏差.因此，在实验结果与仿真结果中，天线有源单元方向图的幅度会出现波动(低频时更加显著)，且这种波动会随着阵面规模的扩大而减小.=90,12 GHz主极化实验结果交叉极化实验结果主极化仿真结果交叉极化仿真结果90603003060903530252015105增益/dBi增益/dBi增益/dBi/()(a)E 面,6 GHz(a)E-plane,6 GHz(b)E 面,12 GHz(b)E-plane,12 GHz(c)E 面,18 GHz(c)E-plane,18 GHz9060303060/()9060303060/()=90,6 GHz主极化实验结果交叉极化实验结果主极化仿真结果交叉极化仿真结果3025201510552520151055=90,18 GHz主极化实验结果交叉极化实验结果主极化仿真结果交叉极化仿真结果=90,12 GHz主极化实验结果交叉极化实验结果主极化仿真结果交叉极化仿真结果90603030603530252015105增益/dBi增益/dBi增益/dBi/()(a)E 面,6 GHz(a)E-plane,6 GHz(b)E 面,12 GHz(b)E-plane,12 GHz(c)E 面,18 GHz(c)E-plane,18 GHz9060300306090/()9060303060/()=90,6 GHz主极化实验结果交叉极化实验结果主极化仿真结果交叉极化仿真结果30252015105052520151055=90,18 GHz主极化实验结果交叉极化实验结果主极化仿真结果交叉极化仿真结果 388电波科学学报第 38 卷=90,12 GHz主极化实验结果交叉极化实验结果主极化仿真结果交叉极化仿真结果90603030603530252015105增益/dBi增益/dBi增益/dBi/()(a)E 面,6 GHz(a)E-plane,6 GHz(b)E 面,12 GHz(b)E-plane,12 GHz(c)E 面,18 GHz(c)E-plane,18 GHz9060303060/()90603003060/()90=90,6 GHz主极化实验结果交叉极化实验结果主极化仿真结果交叉极化仿真结果3025201510552520151050510=90,18 GHz主极化实验结果交叉极化实验结果主极化仿真结果交叉极化仿真结果图 15 E 面有源单元方向图的实验与仿真结果Fig.15 Measured and simulated results of active elementpatterns in E-plane 如图 17 所示，经过多次实验并取平均值，天线单元增益的实验结果与仿真结果趋势较为吻合.其中，由文献 39 知理论天线单元口径增益为 Gideal=4A/2，其中 A 为天线单元口径面积，为天线单元工作频率处的自由空间电磁波波长.天线单元的增益实验结果与理论增益较为接近，表明该天线具备较高的辐射效率.天线增益的测试与仿真误差主要由天线加工制造、装配导致.除此之外，尽管经过多次试验并取平均值，增益校准时的误差仍难以完全消除.表 2 给出了本文提出的超宽带相控阵天线与现有相关工作的对比.在与同类工作的比较结果中，本工作在实现 618 GHz 超宽带宽角扫描性能的基础上，使天线阵面剖面高度小于 0.07low，更适合应用于多功能一体化、低剖面小型化和轻量化系统平台./()906030306090/()9060300306090/()90603003060903530252015105增益/dBi增益/dBi增益/dBi30252015105052520151050510=0,6 GHz主极化实验结果交叉极化实验结果主极化仿真结果交叉极化仿真结果=0,12 GHz主极化实验结果交叉极化实验结果主极化仿真结果交叉极化仿真结果=0,18 GHz主极化实验结果交叉极化实验结果主极化仿真结果交叉极化仿真结果0(a)H 面,6 GHz(a)H-plane,6 GHz(b)H 面,12 GHz(b)H-plane,12 GHz(c)H 面,18 GHz(c)H-plane,18 GHz/()906030306090/()9060300306090/()90603003060903530252015105增益/dBi增益/dBi增益/dBi30252015105052520151050510=0,6 GHz主极化实验结果交叉极化实验结果主极化仿真结果交叉极化仿真结果=0,12 GHz主极化实验结果交叉极化实验结果主极化仿真结果交叉极化仿真结果=0,18 GHz主极化实验结果交叉极化实验结果主极化仿真结果交叉极化仿真结果0(a)H 面,6 GHz(a)H-plane,6 GHz(b)H 面,12 GHz(b)H-plane,12 GHz(c)H 面,18 GHz(c)H-plane,18 GHz/()906030306090/()9060300306090/()90603003060903530252015105增益/dBi增益/dBi增益/dBi30252015105052520151050510=0,6 GHz主极化实验结果交叉极化实验结果主极化仿真结果交叉极化仿真结果=0,12 GHz主极化实验结果交叉极化实验结果主极化仿真结果交叉极化仿真结果=0,18 GHz主极化实验结果交叉极化实验结果主极化仿真结果交叉极化仿真结果0(a)H 面,6 GHz(a)H-plane,6 GHz(b)H 面,12 GHz(b)H-plane,12 GHz(c)H 面,18 GHz(c)H-plane,18 GHz图 16 H 面有源单元方向图的实验与仿真结果Fig.16 Measured and simulated results of active elementpatterns in H-plane 681012141618工作频率/GHz1086420246810增益/dBi理论天线单元口径增益实验结果仿真结果图 17 天线单元增益的实验与仿真结果Fig.17 Measured and simulated gains of antenna element 第 3 期孙建旭，等：基于超表面的超宽带低剖面宽角扫描相控阵天线389 表 2 不同超宽带相控阵天线之间的性能比较Tab.2 Performance comparison among the different ultra-wid