基于NDF和Luenberger观测器的IPMSM弱磁控制.pdf

404制第40 卷第6 期2023年6 月真机仿计算文章编号：10 0 6-9348(2 0 2 3)0 6-0 40 4-0 7基于 NDF和Luenberger观测器的 IPMSM弱磁控刘军杰，吴静波2，郭志军1，王永巍1（1.河南科技大学车辆与交通工程学院，河南洛阳47 10 0 3；2.河南省汽车节能与新能源重点实验室，河南洛阳47 10 0 3）摘要：内置式永磁同步电机（IPMSM）传统电流PI调节器参数固定，无法根据实时工况调整参数，且参数调整难以兼顾系统的快速性和稳定性。设计第一重模糊控制器，利用模糊控制较强自适应性特点对电流PI调节器进行参数实时调整，提高系统鲁棒性和响应特性。IPMSM在高速弱磁区域易受饱和效应和交叉饱和效应的影响，交直轴电感非线性变化，系统控制性能下降。设计第二重模糊控制器，将电感参数变化转为矢量电流调节方法，提高系统弱磁控制性能。通过Luenberger观测器观测结果对电流环进行前馈修正，实现转速补偿并提高对扰动的响应速度，快速实现对扰动的平衡。仿真结果表明，上述策略能够有效提升IPMSM电感非线性变化和外部扰动下的弱磁控制性能。关键词：内置式永磁同步电机；非线性双重模糊；观测器；弱磁控制中图分类号：TM341文献标识码：BFlux-Weakening Control for IPMSM Based on NonlinearDouble Fuzzy Control and Luenberger ObserverLIU Jun-jie,WU Jing-bol,2,GUO Zhi-jun,WANG Yong-wei(1.College of Vehicle and Transportation Engineering,Henan University of Scienceand Technology,Luoyang Henan 471003,China;2.Henan Key Laboratory of Automobile Energy Conservation and New Energy,Luoyang 471003,China)ABSTRACT:The traditional current PI regulator of the built-in permanent magnet synchronous motor(IPMSM)hasfixed parameters,which cannot be adjusted according to real-time operating conditions,and parameter adjustment isdifficult to balance the systems speed and stability.The paper designed first level fuzzy controller,and the parametersof the current PI regulator were adjusted in real-time by using the strong adaptive characteristics of fuzzy control toimprove the robustness and response characteristics of the system.IPMSM is susceptible to the saturation effect andcross-saturation effect in the high-speed field weakening area.The inductance of the quad-direction axis changednonlinearly,and the system control performance was reduced.Then the second level fuzzy controller was designed toconvert the change of inductance parameters into a vector current adjustment method to improve the systems fieldweakening control performance.Through the observation results of the Luenberger observer,the current loop was feed-forward corrected,which realized speed compensation and improved the response speed to disturbances,and quicklyrealized the balance of disturbances.The simulation results show that this strategy can effectively improve the fieldweakening control performance of IPMSM under nonlinear changes in inductance and external disturbances.KEYWORDS:IPMSM;Nonlinear double fuzzy(NDF);Observer;Flux-weakening control1引言内置式永磁同步电机（InteriorPermanentMagnetSyn-基金项目：国家自然科学基金（516 7 516 3）；河南省科技攻关计划(182102210046)收稿日期：2 0 2 1-0 8-2 0修回日期：2 0 2 1-0 9-0 9chronousMotor,IPMSM）具有高功率密度和良好的转矩-转速特性，在可靠性、高转矩密度和实现弱磁控制等方面有明显的优势1。IPMSM已广泛应用于航空航天、新能源汽车、工业自动化等领域。IPMSM传统电流PI调节器依赖系统精确数学模型，属于线性控制范畴之内，这就导致了动态响应特性与抗干扰特405性都无法达到理想状态2 。比例和积分增益的调整常需折衷考虑动态性能和稳态性能,难以满足高性能电机驱动系统对电流环动态特性的要求。为了改善其控制性能，学者提出了多种改进策略。文献3,4 对电机控制系统引入微分反馈控制，使系统有较快的响应速度和较好的抑制超调能力。文献5 提出一种PI参数设计规则,使PI参数的稳定域拓宽近一倍，实现对电流无超调的快速控制，显著提高了电流环性能。文献6 利用相邻周期的预测模型来消除恒定项,实现了电流的闭环控制，避免了PI调节器出现的超调和振荡过程。文献7 采用模糊自适应方法实现趋近率参数的动态调节，对比传统PI控制提高了系统的响应速度，显著降低了抖振。文献8 应用PI与滑模控制器的结合,设计一种速度控制器，通过控制器输入值的大小选择控制方式，解决了电机启动时响应速度快与启动电流大的矛盾问题。以上线性控制、自适应控制、滑模控制以及智能控制等控制策略，在一定程度上满足了电机控制系统高性能要求。IPMSM矢量控制多采用转速外环与电流内环结合的控制结构，电流调节器与转速调节器设计多基于线性系统理论,使得系统性能对电机参数变化敏感。在IPMSM弱磁运行区域，交直轴电感参数易受电机磁路饱和以及交叉耦合影响9,电机参数非线性变化会降低电机控制性能。文献6 提出一种在线电感辨识算法，以实际电机作为参考模型，建立基于模型参考自适应的参数辨识机制，可以辨识出准确的电感参数。文献10 提出一种无差拍预测控制算法，通过修改电流偏差约束条件和采用输出电压预测来解决电感参数失配的问题。文献11 提出一种基于虚拟矢量的改进预测电流控制策略，设计带有预测误差反馈校正的评价函数，具有较强鲁棒性。文献12-14 通过观测器的观测结果进行补偿预测误差，对参数非线性变化的扰动进行抑制。本文基于非线性双重模糊控制器（NonlinearDoubleFuzzy Controller,NDFC）和 Luenberger负载转矩观测器（Luen-berger Load Torque Observer,LLTO）的双层控制结构NDC+LLTO进行控制策略的实现。最后，通过Simulink搭建控制模型，对本文策略进行仿真验证与结果分析。2考虑双效应的IPMSM数学模型IPMSM交直轴磁路受到自身电流的影响会出现磁饱和效应。因凸极效应，使d、q 轴电感差异较大，有效气隙小，导致电枢反应引起的磁场饱和效应明显。d、q 轴磁通在铁心中有公共磁路，二者磁场相互影响，d、q 轴电流变化会引起q、d轴磁路饱和的改变，从而使d、g 轴电感发生变化，即交叉饱和效应。磁饱和现象与交叉饱和效应（文中称为双效应）共同影响电感参数非线性变化，即d、q 轴电感是其电流的非线性函数,其在弱磁区域时更加明显,其详细机理可见文献1，15,这里不再赘述。考虑双效应的IPMSM磁链方程为中a(iai,)(ia，）L(ia,i,)(1)0L,(ia,i,)LO式中,aL(ia,i）i g 和中L（i a,i）i，为dq轴磁链、静态电感、电流分量;山，为永磁体磁链；。（ia，）、山，（ia，i，）为定子电流产生的d、q 轴磁链。电压方程udL(i,i)Li(iai,)idR+LDL,(ia,i)L(i,)(2)e式中，ua，u。为定子电压在d轴和q轴上的分量；R，为电机定子电阻;p为微分算子;w。为转子电角速度;L(ia,ia）、L（i a，ia）La（i a,i a）、La a(i a,i a)分别为d-q轴动态电感和交叉耦合电感，定义如下aa(ia,i,)L(ii=Mat,(ia,i,)L（iQi。id=M(3)ad(ia,)L(ai。id=M妙,(ia,ig)L.，Qidi=M式中，通常假设La（i a,i a)等于L.(ia,ia);M为常数。电磁转矩方程为3Thi,+La(ia,ia)-La(ia,ig)lia)(4)2式中,pn为电机极对数，La（i a,i a）、L（i a,i a)分别为dq轴电感，它们是和i的非线性函数，体现为双效应的共同影响。实际分析中，把参数非线性变化看作电感随电流变化的自身扰动，即将电感视为在一定区间内随电流变化的函数16 3IPMSM约束条件及弱磁控制原理3.1IPMSM约束条件IPMSM受逆变器输出能力和电机容量的限制，其定子电流矢量必须满足电压极限方程和电流极限方程，即电压约束条件和电流约束条件。3.1.1电压约束条件IPMSM稳态运行时输人电压受逆变器直流侧电压和电机绝缘等级的限制，定子电压过高会击穿绝缘层，损坏电机17 。其定子端电压合成矢量u，的极限值usmax与逆变器直流侧电压ud.和PWM调制算法有关，本文采用电压利用率更高的SVPWM调制算法，usma取ude/3，电压限制方程为2+u222Asmax(5)406IPMSM稳态时的电压方程为ua=-L,w.i,(6)u,=w.(Lia+)式中，La，L。分别为d、q 轴电感。将式（6）代人（5），电压极限方程为2usmax(Li)2+(Lia+g)?(7)电压极限方程曲线在i-i坐标系下是以（-f/La，0）为中心的椭圆族，即电压极限椭圆，其随着转速的升高，椭圆收缩，如图1所示。MTPA电流极限圆MTPVTB恒转矩曲线C0转矩：TiT,iaWaWb电压极限椭圆转速：W,Wb图1弱磁控制电压、交直轴电流示意图3.1.2电流约束条件IPMSM定子电流合成矢量幅值i不能超过功率器件的上限电流值im，电流限制方程为i+t=timx(8)9Ssmax电流限制方程曲线在i-i坐标系下是以坐标原点（O，0）为中心的圆，即电流极限圆，如图1所示。3.2IPMSM弱磁扩速原理将定子磁链山，=V+代人式（7），得到定子磁链、电角速度w。和电压极限值umgx之间的关系为,Wusmax(9)式中，=V Li+山)+(Li)2(10)由式(9)可知，随着电机转速升高，定子电压幅值不断增大，到达基速时逆变器输出电压达到最大；由式(10)可知,要继续升高转速只有通过调节和。来实现。基速以下,IPMSM一般采用MTPA控制策略使电机恒转矩运行，在给定负载条件下，电机定子电流最小，能量损耗减小。基速以上，电机运行在弱磁恒功率区域，控制定子电流在图1中阴影区域内或AB曲线和BC曲线上。曲线MTPV1为电机在不同转速下输出最大电磁转矩时对应的电流轨迹，使电机在较高转速下有输出较大扭矩能力。弱磁控制（FluxWeakeningControl,FWC)的本质为分配i和i的数值大小和变化方向，来达到削弱气隙磁场，拓宽电机调速范围的目的。本文控制策略以MTPA和一种改进单电流弱磁算法为基础。通过系统反馈的电磁转矩T。与给定电流。通过电磁转矩方程计算得出给定电流谁，电机的交轴电压指令根据转速和反馈电磁转矩的变化而实时调节。相比于传统单电流弱磁控制策略，该改进策略用电磁转矩计算公式代替PI调节器，系统在这一环节消除了PI调节器的自身固有缺陷，增强了系统的鲁棒性。图2 为MTPA和改进单电流弱磁控制框图；图3为控制策略切换条件。PIudMTPAP控制iiddT方式三者关系切换d2*2dmasud图2MTPA和改进单电流弱磁控制框图判断条件：+ua*2*2uu9smax是否恒转矩区恒功率区MTPA控制单电流弱磁控制图3控制策略切换条件4NDFC设计针对传统电流调节器参数固定问题，设计第一重模糊控制器（FirstFuzzyController,FFC），利用模糊控制算法较强鲁棒性和自适应性的特点对PI调节器进行实时的参数调整。针对IPMSM容易在高速弱磁区饱和效应对电感参数的影响，设计的第二重模糊控制器（SecondFuzzyController,SFC），利用模糊控制特点，逼近非线性电感变化函数，其中Mamdani模糊系统逼近性证明可参考文献18，本文不再赞述。4.1FFC设计FFC采用转速期望值与反馈值的偏差e以及偏差变化率e。作为输人变量，根据模糊知识库（控制规则和隶属度函数进行模糊推理与反模糊化得到PI调节器K，和K，参数的在线调整变化量AK，和AK,由式（11)修正后得到跟随系统同步变化值K，和K，图4为FFC控制框图。修正参数关系为K,=K,+AK,(11)K=K,+AK,FFC为双输人双输出的模糊控制器，其转速偏差e及其变化率e。模糊化后对应的模糊变量为E和E。，二者为控制器输人量;AK,和AK,对应的模糊量U与U.作为控制器输出量。将它们的模糊子集设为：1NB,NM,NS,ZO,PS,PM，407式(14)、(15)V”表示max;”表示min。ecFFCde/dtAKpAKi输出PI控制器被控对象图4FFC控制框图PB；将输人和输出变量的论域设置区间为-3,3;采用计算量少、节约存储空间、灵敏度高的三角形型隶属度函数作为输人输出模糊量的隶属度函数19,如图5所示。隶属度NBNMNSZo1PSPMPB-303图5三角形型隶属度函数曲线根据KK，整定原则19,建立模糊控制器控制规则表，如表1、表2 所示。表1AKp模糊控制规则表e。AKpNBNMNSZOPSPMPBNBPBPBPMPMPSPSZONMPBPMPMPSPSZONSNSPMPSPSPSZONSNMeZOPBPMPSZOPSPMPBPSNMNSZOPSPSPSPMPMNSZOPSPSPMPMPBPBZOPSPSPMPMPBPB表2AKi模糊控制规则表ecAKNBNMNSZOPSPMPBNBPBPBPMPMNSNMNBNMPBPBPMPMPSNSNMNSPBPBPMPSZONSNMeZOPBPMPSZOPSPMPBPSNMNSZOPSPMPBPBPMNMNSPSPMPMPBPBPBNBNBNSPMPMPBPB模糊推理语句采用If-then形式,根据表1、表2 可以将其写为：If e is NB and e.is NB,then K,is PB,AK,is PB;If e is NM and e.is NB,then AK,is PB,K,is PB;If e is NS and e.is NB,then K,i s PM,K,i s PB;规则下共有49 条推理语句，其控制量u可由下式得出=（(eXe.)。R(12)式中，u为控制量；“x”为模糊直积运算；“。”为模糊合成运算；R为控制决策表。建立好模糊控制规则表后采用Mamdani模糊推理法进行推理，推理过程如图6 所示，模糊推理形式为：If(A,and B,)then C,(i=1,2,3.,n)(13)式中,A.、B,分别是输人模糊量E和E。的隶属度函数；C,为输出模糊量U，和U，的隶属度函数；i为规则表里的一条控制规则,共有49条，n=49。yC=CUC2图6Mamdani模糊推理过程当模糊输人量分别为。和y。时，根据式（13）得到推理结果C为C(z)=A.(xo)B(yo)C(z)(14)模糊控制器输出的模糊量的隶属度函数C由综合推理结果C,C得到,即C(z)=Ci(z)Vc2(z)V-Cr(z)(15)经过Mamdani推理法得到的数据需要去模糊化，来得到确切的输出变量。考虑到精确度的限制，本文采用下式重心法进行解模糊。Z0=uC(z.)z.)/ZuC(z.)(16)=1=1式中，zo为解模糊后输出控制量的精确值，z；为输出的模糊变量，C（z）为z模糊隶属度函数。4.2SFC设计SFC-I与SFC-分别为针对双效应的MTPA模糊控制器与弱磁模糊控制器，二者设计步骤过程参考FFC设计，本节不再赘述，只将二者关键设计参数和步骤列出。将二者模糊子集设为：INB,NS,ZO,PS,PB；将输人和输出变量的论域设置区间为-1,1；输人输出变量采用同FFC三角形型隶属度函数。SFC参照FFC采用Mamdani推理法进行推理，采用重心法进行解模糊。SFC控制器结构如图7 所示。基速以下MTPA控制，电流较小,饱和效应不明显；在过载区域，随着电流幅值增大，d轴、q轴电流偏差增大，在q轴408图7SFC控制器-1-Aid1SFC-II1SFCAia1SFC-11-方向明显 。按照以上特性设计SFC-I调节规则，根据图2中MTPA控制策略，SFC-I将电流i和电流位置角作为输人,经其模糊规则得到Ai。并作为输出，如式（17)所示。SFC-IAi。模糊控制规则如表3所示。Aig=fsrc-I(0,igz)(17)针对定子电流在弱磁区域的大小及变化特点，设计了SFC-I调节规则：直轴电流变化量i.的大小与q轴电流和此刻电机的转速正相关。SFC-将电机转速，与电流i.作为输入，经其模糊规则得到Ai.并作为输出，如式（18)所示。因采取改进的单电流弱磁控制策略，只考虑直轴电流的变化量即可，按照这一基本原则设计了SFC-IA i a 模糊控制规则表，如表4所示。Aia=fsrc-1(o;,ig)(18)表3SFC-I控制规则表NBNSZOPSPBNBZOPSZONSZONSPSZOPSZOZOZOPSPSZONSZOPSPSPSNOZOZOPBPBPBPSZOZO表4SFC-II 控制规则表AidNBNSZOPSPBNBNBNBNSNSZONSNBNSNSZOPSZONBNSZOPSPSPSNSZOPSPSPBPBZOPSPSPBPB5LLTO设计NDFC具有一定的抗干扰能力和较强的参数鲁棒性，但在外部负载T，扰动下，使系统动态性能和跟踪性能下降。负载转矩不可直接测量，通过LLTO能够在系统外部负载扰动下进行很好的负载转矩的估计，利用其观测结果对电流环进行前馈补偿，使扰动直接作用于电流给定，加快系统对扰动的响应速度。根据IPMSM转矩平衡方程（19），将电磁转矩T。定义为输人，电角速度。定义为输出；负载转矩T,与电角速度。定义为状态变量，即二者为被观测量。在一个采样周期内负载转矩为恒值，式（2 0）为被观测系统状态空间表达式。damT。=T,+JB(19)十dtmm式中，T，为外部负载；J为系统转动惯量；Bm为摩擦系数；,为机械角速度,w。=W mPn。BmJ-1-P.J+p,J-1 0 TT。m00T.。=101eT.(20)根据状态观测器构造原则，存在其须完全能观的充要条件2 0 ,需检测系统能观性。系统的能观矩阵由输出矩阵和系统矩阵构成，按照系统能观性判别条件，根据式（2 0），被观测系统的能观矩阵N为10N=L-B.J-1-P.J(21)由式(2 1)可看出,该能观性矩阵N为满秩。所以,该被观测系统是完全能观的，得到观测器为B.J-1WemT00T。+G(w-.)(22)0=01式中,G=mlmT为反馈矩阵,其中ml、m为常数系数；。,分别为电角速度和负载转矩的观测值。其反馈矩阵G的设计参考文献2 0 ,本文不再赘述。图8 为LLTO结构框图。图9为基于NDFC+LLTO的IPMSM弱磁控制系统框图。mBaTTm2图：Lunberger观测器结构框图409SFC-MTPA控制电压FFC方式ParkSFCSVPWM变换源-逆SFC-IIFWC切换变器山LLTOT。电磁转矩计算位置速度IPMSM检测图9基于NDFC+LLTO的IPMSM弱磁控制系统框图6仿真分析在Matlab/Simulink中根据图9搭建控制仿真和验证模型，电机参数如表5所示。系统采用SVPWM空间矢量调制方式，仿真时间设置为0.3s。表5电机参数参数数值定子电阻R/Q0.24直轴电感La/mH18交轴电感 L/mH36永磁体磁链中/Wb0.009极对数P,/个6转动惯量J/（k g m)0.00015直流侧电压Vde/V75电机基速值n/(r/min)4000图10(a)为给定启动转速10 0 0 r/min，在0.15s时刻突加3N.m负载的转速响应曲线。有LLTO的系统在受到负载扰动后，系统能够快速调整到给定值，并保持稳定；无LLTO的系统，转速下降至950 r/min附近，无法跟随给定值。图10(b）为0.15s时刻转速从10 0 0 r/min阶跃至30 0 0r/min,并同时突加3N.m负载的转速响应曲线。有LLTO的系统在转速阶跃变化和外部负载同时作用下，转速能够很好的跟随给定值。无LLTO的系统稳定后转速与给定值相差约45 r/min。1050有LLTO1000无LLTO(uru/a)/u9509008500.130.140.150.160.170.18t/s(a)基速下恒转速对比曲线3500有LLTO3000(uru/l)/u3000无LLTO25002955(uru/i)/u2000t/s1500F1000500OL00.050.10.150.20.250.3t/s(b)基速下转速阶跃对比曲线9000有LLTO80008000(uru/l)/u无LLTO7000600078805000(uru/a)/ut/s4000300020001000000.050.10.150.20.250.3t/s(c）弱磁调速对比曲线图10有无LLTO对系统影响图10（c)突加与前者一样的负载条件，在0.15s转速设置从30 0 0 r/min阶跃一倍基速值至8 0 0 0 r/min，进人弱磁调速区间。有LLTO的系统在高速弱磁区域仍能很好的跟随给定值，而无LLTO的系统稳定在7 8 8 0 r/min，与目标转速值相差约12 0 r/min。针对双效应影响,交直轴电感在基速下变化规律15,设置交直轴电感变化为：Lg=16mH,L。=30 mH。设置0.15s时刻速度从10 0 0 r/min阶跃至30 0 0 r/min，同时外加3N.m负载，得到图11两种控制策略对系统影响对比曲线。从图11(a）可以看出本文NDFC+LLTO策略相比于传统不考虑双效应策略速度响应更快，且能够很好的跟随转速给410定值。图11(b)中,不考虑双效应策略在交直轴电感发生变化时d轴电流超调与波动现象较严重，NDFC+LLTO能够较好优化d轴电流曲线更加平缓，且电流稳定值比传统策略小约7 A。图11(c)可以看出，两种策略电流差别主要体现在q轴，二者在速度上升与稳定时，电流分别相差约12 A、6 A。可以看出，本文NDFC+LLTO策略在基速下恒转矩区有更好的动态性能与系统效率。3500(uru/)/u3000300029902500(uru/a)/uNDFC+LLTO2000不考虑双效应15000t/s1000500000.050.10.150.20.250.3t/s(a)转速曲线对比100-10-20NDFC+LLTO-307A不考虑双效应-4000.050.10.150.20.250.3t/s(b)d轴电流曲线对比454035不考虑双效应30NDFC+LLTO252AL6A20151050-500.050.10.150.20.250.3t/s(c)q轴电流曲线对比图11基速下NDFC+LLTO与不考虑双效应对系统的影响对比曲线进入弱磁控制，按照弱磁一倍扩速交直轴电感变化规律15,设置电感变化为：La=13mH,L。=14mH。设置0.15s时刻转速从30 0 0 r/min阶跃至8 0 0 0 r/min进入弱磁区域，并同时外加2 N.m外部负载，得到图12 控制策略对系统影响对比曲线。图12(a）可以看出NDFC+LLTO策略速度响应更快且能稳定跟随给定值。不考虑双效应传统策略在电感变化时进入弱磁区域有速度滞后，短时间的维持在基速值40 0 0 r/min,且转速在稳定前有超调与波动。从图12(b）、12（c）可以看出在基速以下传统策略在参数变化时，交直轴电流曲线波动带宽更大，采样点平均波动值较大，且在进人弱磁区域时，电流波动瞬时值较大，会导致瞬时功率过大，对电机造成损害。NDFC+LLTO策略在弱磁区域，交直轴电流曲线较平滑，不考虑双效应策略在达到稳定前超调较大，稳定时d、q轴电流分别相差约8 A、10 A。可以看出在弱磁区域，NDFC+LLTO策略有更好的动态性能与效率。9000806080007000NDFC+LLTO6000uI不考虑双效应道50 0 0=40000L7S300020001000000.050.10.150.20.250.3t/s(a)转速曲线对比200-20-40NDFC+LLTO8A-60不考虑双效应-80-100-12000.050.10.150.20.250.3t/s(b)d轴电流曲线对比807060不考虑双效应50NDFC+LLTO4030201010A0-1000.050.10.150.20.250.3t/s(c)q轴电流曲线对比图12弱磁控制时NDFC+LLTO与不考虑双效应对系统影响对比曲线7结论通过对比有无LLTO仿真分析表明，LLTO实现了系统通过观测结果对电流环进行前馈修正，（下转第532 页）532上接第410 页）进型两点估计法J.电力自动化设备，2 0 19，39（12）：12 8-133.9郑晨玲，朱革兰.基于贝叶斯估计的配电网智能分布式故障区段定位算法J.电网技术，2 0 2 0,44（4）：156 1-156 7.10沈艳，尹金姗，韩帅，等.基于数值积分公式的GM（1,1）模型优化研究J.计算机工程与应用，2 0 19,55（2 4）：41-45.11史科，陆阳，刘广亮，等.基于多隐层Gibbs采样的深度信念网络训练方法J.自动化学报，2 0 19,45（5）：97 5-98 4.12杨国华，颜艳，杨慧中.GM(1,1)灰色预测模型的改进与应用J.南京理工大学学报，2 0 2 0,44（5）：57 5-58 2.13 李琛，郭文利，吴进，等.基于BP神经网络的北京夏季日最大电力负荷预测方法J.气候与环境研究，2 0 19,2 4(1)：135-142.快速实现对扰动的平衡，提高了系统响应速度，系统转速能够很好的跟随给定值。针对双效应和突加负载共同影响，对NDFC+LLTO和传统策略对比分析，仿真结果证明了NDFC+LLTO策略的有效性,提高了系统对电感非线性变化的鲁棒性和系统效率，改善了系统的稳定和动态性能，其在弱磁控制时表现明显。仿真结果证明了本文提出NDFC+LLTO控制策略的有效性，具有一定的工程应用价值。参考文献：1王艾萌.新能源汽车新型电机的设计及弱磁控制M.北京：机械工业出版社，2 0 13.2黄善武.超高速永磁同步电机模糊PI弱磁算法应用研究D.哈尔滨理工大学，2 0 19.3陈蓉，邓智泉，严仰光.微分反馈控制在永磁同步伺服系统中的应用研究J.电工技术学报，2 0 0 5,2 0（9）：92-97.4李光泉，葛红娟，刘天翔，马春江.永磁同步电机的伪微分反馈控制J.电工技术学报,2 0 10,2 8（8）：18-2 3.5王伟华，肖曦.考虑一拍滞后的PMSM电流环改进PI调节器J.中国电机工程学报，2 0 14,34（12）：18 8 2-18 8 8.6王伟华，肖曦，丁有爽.永磁同步电机改进电流预测控制J.电工技术学报,2 0 13,2 8（3）：50-55.7苗敬利，郑大伟，周重霞.基于混合滑模控制器和反正切观测器的SPMSM直接转矩控制J.控制与决策（ControlandDecision),2019,34(9):1831-1839.8樊英，周晓飞，张向阳，张丽，程明.基于新型趋近律和混合速度控制器的IPMSM调速系统滑模变结构控制J.电工技术学报,2 0 17,32(5):9-18.9李峰，夏超英.考虑磁路饱和的IPMSM电感辨识算法及变参数MTPA控制策略J.电工技术学报，2 0 17,32（11）：136-144.10王宏佳，徐殿国，杨明.永磁同步电机改进无差拍电流预测控制J.电工技术学报,2 0 11,2 6（6）：39-45.11康劲松，李旭东，王硕.计及参数误差的永磁同步电机最优虚拟矢量预测电流控制J.电工技术学报，2 0 18,33（34）：57 32-5740.14王欣，靳鸿，杨冀豫.基于共轭梯度下降法的RBF神经网络预测算法J.探测与控制学报,2 0 19,415）：10 6-110.15刘鹏飞，李锐，王岩.基于灰色神经网络模型的区域供热负荷预测研究J.暖通空调，2 0 19,49（5）：12 4-12 8.作者简介杨子琳（1997-），女（汉族），北京市人，硕士研究生在读，研究方向：贝叶斯计量经济学（通讯作者）。陈家清（197 2-），男（汉族），湖北襄阳人，博士，教授，研究方向：生物统计学、贝叶斯统计学、贝叶斯计量经济学。12 ZZhang Xiaoguang,Hou Benshuai,MEI Yang.Deadbeat predictivecurrent control of permanent magnet synchronous motors withstator current and disturbance observer J.IEEE Transactions onPower Electronics,2017,32(5):3818-3834.13易伯瑜，康龙云，冯自成，等基于扰动观测器的永磁同步电机预测电流控制J.电工技术学报，2 0 16,31（18）：37-45.14Wang Bo,Dong Zhen,Yu Yong,et al.Static errorless deadbeatpredictive current control using second-order sliding-mode dis-turbance observer for induction machine drivesJ.IEEE Trans-actions on Power Electronics,2017,33(3):2395-2403.15李峰.考虑交叉饱和效应的永磁同步电动机参数辨识和控制方法研究D.天津大学，2 0 17.16吴荒原.电动汽车用内置式永磁同步电机驱动研究D.华中科技大学，2 0 15.17李雪，迟颂，刘聪，等。基于虚拟电阻的永磁同步电机单电流调节器弱磁控制J.电工技术学报，2 0 2 0,35（5）：10 46-10 54.18刘金.智能控制M.北京：电子工业出版社，2 0 17.19彭峰.永磁同步电机控制系统参数自整定研究D.广东工业大学，2 0 16.20邢桢林.带负载状态观测器的永磁同步电机驱动控制系统D.哈尔滨理工大学，2 0 18.21邓永停，李洪文，王建立，阴玉梅，吴庆林.基于预测函数控制和扰动观测器的永磁同步电机速度控制J.光学精密工程，2014,22(6):1599.作者简介刘军杰（1996-），男（汉族），河南商丘人，硕士研究生，主要研究领域为新能源汽车永磁同步电机驱动控制。吴静波（197 9-），男（汉族），北京人，博士，讲师，硕士研究生导师，主要研究领域为新能源汽车整车控制及电驱动系统。郭志军（197 0-），男（汉族），河南洛阳人，博士，教授，博士生导师，主要研究领域为车辆系统动力学与智能控制。王永巍（198 8-），男（汉族），博士研究生，主要研究领域为新能源汽车整车控制及电驱动系统。