LCL电压型整流器模型预测优化控制.pdf

电源学报第 21 卷模型预测控制 MPC渊model predictive control冤作为 20 世纪中期提出的一种计算机控制算法袁 因其概念直观尧易于建模尧无需精准数学模型和复杂控制参数设计的优点袁受到学术界广泛关注1鄄3遥模型预测控制分为连续状态模型预测控制CCS鄄MPC渊continuous control set鄄MPC冤和离散状态有限控制集模型预测控制 FCS鄄MPC渊finite control set鄄MPC冤袁 两者之间的区别在于系统是否具有调制单元4鄄5遥CCS鄄MPC 通过调制器来产生满足所需的电压信号袁 因此具有恒定的开关频率遥 与 CCS鄄MPC 相比袁FCS鄄MPC 无需调制单元袁 利用开关状态有限的特点袁将整流器控制模型离散化袁在每个采样步骤LCL电压型整流器模型预测优化控制马雯袁郭强袁李山渊重庆市能源互联网工程技术研究中心渊重庆理工大学冤袁重庆 400054冤摘要院传统的 LCL 整流器模型预测控制需要附加有源阻尼算法 MPC鄄AD渊model predictive control鄄active admping冤来消除 LCL 滤波器引起的谐振问题袁此时由于网侧电流由整流器侧电流间接控制袁导致其控制性能不佳遥 为此提出了一种基于 LCL 滤波的电压型整流器 VSR渊voltage source rectifier冤有限控制集模型预测优化控制策略遥 利用模型预测控制中多变量控制的特性袁通过构建单个代价函数同时控制网侧电流矢量尧滤波电容电压矢量以及整流器侧电流矢量渊MPC鄄i1i2uc冤袁无需状态变量反馈有源阻尼袁然后通过所构造的代价函数 J 来选取下一时刻最优开关状态作用于系统遥为验证所提出方法的可行性袁进行仿真实验并搭建测试样机遥通过与传统的 MPC鄄AD 控制方法进行比较袁验证了所提优化控制策略的可行性与优越性遥关键词院LCL 滤波器曰模型预测曰有源阻尼曰代价函数曰多变量控制Model Predictive Optimal Control of LCL Voltage Source RectifierMA Wen,GUO Qiang,LI Shan渊Chongqing Energy Internet Engineering Technology Research Center渊Chongqing University of Technology冤,Chongqing 400054,China冤粤遭泽贼则葬糟贼院 The conventional model predictive control of an LCL rectifier model requires an additional activedamping渊MPC鄄AD冤 algorithm to eliminate the resonance problem caused by the LCL filter,which results in a poor controlperformance since the grid鄄side current is indirectly controlled by the rectifier鄄side current.To this end,a finite controlset model predictive optimal control strategy for LCL鄄filtered voltage source rectifier渊VSR冤 is proposed.The multivariablecontrol feature of MPC is exploited,and a single cost function is constructed to simultaneously control the grid鄄sidecurrent vector,filter capacitor voltage vector and rectifier鄄side current vector渊MPC鄄i1i2uc冤,which does not need state variablesto feed back the active damping.Then,the constructed cost function J is used to select the optimal switching state thatwill be applied to the system at the next moment.To verify the feasibility of the proposed method,a simulationexperiment was carried out and a test prototype was built.The comparison with the conventional MPC鄄AD controlmethod verified the feasibility and superiority of the proposed optimal control strategy.Keywords:LCL filter;model predictive;active damping;cost function;multivariable control收稿日期院2021鄄12鄄06曰录用日期院2022鄄03鄄21基金项目院重庆市教育委员会科学技术研究计划资助项目渊KJZD鄄K201901102冤曰 重庆市巴南区科技成果转化及产业化专项项目Project Supported by Key Project of Science and TechnologyResearch Program of Chongqing Municipal Education Commis鄄sion渊KJZD鄄K201901102冤;Project of Science and TechnologyAchievements Transformation and Industrialization Program ofChongqing Banan District GovernmentDOI院10.13234/j.issn.2095鄄圆愿园缘援圆园23援4.38中图分类号院TM464文献标志码院A电源学报Journal of Power SupplyVol.21 No.4Jul.2023第 21 卷 第 4 期2023 年 7 月第 4 期图 2LCL 滤波器等效原理Fig.2 Equivalent schematic of LCL filter图 1基于 LCL 滤波的三相电压型整流器拓扑Fig.1 Topology of three鄄phase voltage source rectifierbased on LCL filter中对所有开关组合进行计算袁通过最小化代价函数来选取下一时刻最优的开关状态作用于系统袁该代价函数能够同时控制系统中的多种变量6鄄7遥FCS鄄MPC由于代价函数的确定具有灵活性袁 因此在多种类型的变换器中得到了广泛应用遥在大功率并网发电系统中袁电压型整流器 VSR渊voltage source rectifier冤容量通常较大遥LCL 滤波器因其具有更好的低通滤波特性袁因此对高频谐波有较强的衰减能力袁且其所需滤波电感量小尧制造成本低并可以降低损耗8鄄9袁但必须通过设定额外阻尼方法来解决 LCL 滤波器本身存在的谐振问题10鄄11遥有源阻尼法是抑制 LCL 滤波器谐振最常见的方法袁其基本思想为通过状态变量反馈使系统传递函数与无源阻尼等效12鄄13遥 在 LCL 滤波器抑制网侧电流高次谐波的过程中袁 由于涉及调制度的改变袁不能直接用于非线性控制遥针对上述问题袁文献14介绍了有源阻尼算法在非线性控制方法中的应用袁通过引入谐波电流来改变整流器电流基准值遥 文献15提出 FCS鄄MPC 的 2 种方案院一种是利用代价函数 J控制与 LCL 滤波器相关的 2 个变量曰另一种是直接控制网侧电流遥 这些方法大大衰减了 LCL 滤波器的谐振频率袁并且获得了较低的网侧电流总谐波含量 THD渊total harmonic distortion冤遥本文以基于 LCL 滤波的三相 VSR 为研究对象袁首先提出模型预测控制与有源阻尼相结合的控制方法 MPC鄄AD袁然后利用模型预测控制多变量系统控制的特性袁提出将网侧电流矢量尧整流器侧电流矢量和滤波电容电压矢量同时加入单个代价函数的模型预测优化控制方法 MPC鄄i1i2uc袁 在测量当前时刻 LCL 各状态变量的基础上袁 通过所建立的预测模型与代价函数袁选取下一时刻最优开关状态作用于系统遥1LCL 三相 VSR 数学模型基于 LCL 滤波的电压型整流器电路拓扑如图 1所示遥 图中院L1尧L2分别为网侧和整流器侧电感曰R1尧R2分别为网侧电感和整流器侧电感的寄生电阻曰Cf为 LCL 滤波器的滤波电容曰C 为直流侧电容遥在两相旋转 dq 坐标系下袁 根据基尔霍夫电压定律可得袁基于 LCL 滤波的三相电压型整流器的数学模型为L1di1dqdt=edq-i1dqR1-j棕gL1i1dq-ucdq渊1冤L2di2dqdt=ucdq-i2dqR2-j棕gL2i2dq-udq渊2冤Cducdqdt=i1dq-i2dq-j棕gCucdq渊3冤式中袁i1dq尧i2dq尧ucdq尧edq尧udq分别为两相旋转 dq 坐标系下的网侧电流矢量尧整流器侧电流矢量尧滤波电容电压矢量尧网侧电压矢量尧整流器侧电压矢量遥2控制方法2.1 LCL 滤波器谐波抑制特性LCL 型滤波器与单 L 滤波器相比袁可以有效提高滤波器在高频段的衰减特性袁同时保持低频段较好的增益特性袁 因此其滤波性能得到了很大提升遥在不考虑整流器线路电阻的情况下袁其等效原理如图 2 所示遥对于 VSR 而言袁 实际上是通过整流器侧电压来控制网侧电流16遥 因此根据其等效原理可得到整流器侧电压对网侧电流的传递特性为edqi1dqCfL1i2dqL2ucdqudq+-eaebecR1i1dqL1R2L2i2dqCfucdqudqS1S3S5S4S6S2CRLabcidc马雯袁等院LCL 电压型整流器模型预测优化控制39电源学报第 21 卷图 3 LCL 滤波器伯德图Fig.3 Bode diagram of LCL filteri1渊s冤u渊s冤=1s3L1CfL2+s渊L1+L2冤渊4冤根据式渊4冤可得到 LCL 滤波器的伯德图袁如图3 所示遥由伯德图可以看出袁LCL 滤波器频率响应在谐振处存在谐振尖峰袁 这容易造成系统的不稳定袁因此需要对谐振尖峰进行有效阻尼遥虽然可以通过在滤波器的回路中串入电阻来增加系统的阻尼袁但额外阻尼电阻增加会影响谐波的滤波特性袁也会增加系统损耗袁尤其是在大功率场合遥针对此问题袁可以采用以控制取代实际阻尼电阻的有源阻尼策略来替代遥2.2 有源阻尼模型预测控制算法渊MPC鄄AD冤MPC鄄AD 控制方法通过有源阻尼算法来抑制电路中发生谐振时产生的谐波遥 由于在两相旋转dq 坐标系下袁 便于计算各矢量可以被看作为直流分量袁因此有源阻尼的实现以及各电流尧电压参考值的计算在 dq 坐标系下完成遥 低通滤波器 LPF渊low pass filter冤 滤除电容电压高频分量后袁 将 ucdq的瞬时值与 LPF 输出的低频分量相减袁得到仅包含高次谐波的电容电压矢量 uchdq袁最后将得到的高次谐波电压矢量进行比例正反馈遥由于电压型整流器在两相旋转 dq 坐标系下的d尧q 轴变量相互耦合袁因而会使代价函数的计算相对复杂袁所以电流预测模型的建立以及价值函数的建立均在三相静止坐标系下完成遥抑制电流矢量高次谐波的方程式为i*cdq=kduchdq渊5冤式中院i*cdq为电容电流的高次谐波分量曰kd为滤波电容电压比例正反馈系数遥由文献17可知袁kd的计算公式为kd=2灼CL1姨渊6冤式中袁灼 为阻尼系数袁最佳阻尼值确定为 灼=0.6遥考虑其对系统控制效果的影响袁对其取值范围有着比较严格的控制遥 较大的值会增加系统的低次谐波袁而过低的值会导致有源阻尼无法发挥效果袁将导致网侧输出电流中的谐振频率得不到充分衰减遥整流器侧电流矢量的参考值通过将电容电流的高次谐波分量 i*cdq加到网侧电流分量的参考值 i*1dq上得到袁可表示为u*cdq=edq-i*1dqR1-j棕gL1i*1dq渊7冤i*2dq=i*1dq-j棕gCu*cdq+i*cdq渊8冤式中袁u*cdq为电容电压参考值遥对于足够小的采样时间 Ts袁可以假设i*2dq渊k+1冤抑i*2dq渊k冤渊9冤式中袁i*2dq渊k冤尧i*2dq渊k+1冤分别为整流器侧电流矢量在当前 k 时刻和 k+1 时刻的参考值遥下文中所提到的各矢量在下一时刻的参考值计算均如式渊9冤所示遥在得到两相旋转 dq 坐标系下整流器侧电流矢量在 k+1 时刻的参考值后袁其三相静止坐标系下整流器侧电流矢量在 k+1 时刻的参考值 i*2渊k+1冤可以通过 dq/abc 坐标变换后得到遥在建立系统预测控制模型时袁可以使用离散化方法获得与预测计算相匹配的离散时间模型袁考虑到可以将负载建模成一阶系统袁通过对导数的简化逼近去获得离散时间模型遥 对采样周期 Ts内的电流导数采用欧拉近似法袁有didt=1Tsi渊k+1冤-i渊k冤渊10冤式中袁Ts为系统的开关周期遥因此可得整流器侧电流矢量的离散控制模型为di2dt抑驻i2渊k+1冤Ts=i2渊k+1冤-i2渊k冤Ts渊11冤150100500-50-100-90-135-180-225-270103104105f/Hz40第 4 期马雯袁等院LCL 电压型整流器模型预测优化控制图 4MPC鄄AD 控制方法仿真框图Fig.4 Block diagram of simulation of MPC鄄ADcontrol method由式渊2冤可知袁整流器侧电流矢量在三相静止坐标系下的预测值计算公式为驻i2渊k+1冤=uc渊k冤-i2渊k冤R2-u渊k冤L2Ts渊12冤i2渊k+1冤=i2渊k冤+驻i2渊k+1冤渊13冤以 k+1 时刻整流器侧电流参考值 i*2渊k+1冤与预测值 i2渊k+1冤可计算出 k+1 时刻整流器侧电流矢量误差 着i2渊k+1冤为着i2渊k+1冤=i*2渊k+1冤-i2渊k+1冤渊14冤在预测最后阶段袁 以 k+1 时刻整流器侧电流预测值与参考值误差平方和为基准构建代价函数 J来选择能够使整流器侧输出的最佳电压矢量 u2渊k+1冤袁计算公式为J=着2i2a渊k+1冤+着2i2b渊k+1冤+着2i2c渊k+1冤渊15冤式中袁着2i2a渊k+1冤尧着2i2b渊k+1冤和 着2i2c渊k+1冤分别为 abc 坐标系下 k+1 时刻整流器侧电流矢量误差的平方遥一个两电平整流器包括 6 个基本电压矢量和2 个零电压矢量遥 对整流器开关的 7 种组合重复代价函数 J 的计算袁通过滚动计算可以得到 8 个电压矢量中使得代价函数 J取最小值的电压矢量遥MPC鄄AD 控制方法的仿真框图如图 4 所示遥2.3 代价函数中加入多矢量的模型预测控制算法渊MPC鄄i1i2uc冤通过网侧电流参考值 i*1dq可计算 LCL 滤波器的电容电压参考值袁进而得出整流器侧电流参考值为u*cdq=edq-j棕gL1i*1dq-i*1dqR1渊16冤i*2dq=i*1dq-j棕gCu*cdq渊17冤由于 MPC鄄i1i2uc控制方法将网侧电流矢量尧整流器侧电流矢量和滤波电容电压矢量同时控制袁无需阻尼袁因此式渊17冤不需再将电容电流的高次谐波分量 i*cdq加到网侧电流分量的参考值 i*1dq中遥结合式渊9冤和式渊17冤袁得到 dq 坐标下整流器侧电流矢量在下一时刻的参考值袁其三相静止坐标系下整流器侧电流矢量在下一时刻的参考值可通过dq/abc 坐标变换后得到遥 由式渊12冤和式渊13冤可以计算得出三相静止坐标系下整流器侧电流矢量预测模型遥由式渊3冤可知袁网侧电流矢量以及整流器侧电流矢量都会影响滤波电容电压矢量变化率遥但由于在预测电流控制中袁整流器侧电流矢量为整流器可以直接控制的状态变量袁因此滤波电容电压矢量变化率主要受整流器侧电流矢量变化的影响遥在一个控制周期内整流器侧电流矢量的总变化量 驻i2渊k+1冤=i2渊k+1冤-i2渊k冤遥 由于本文对各变量导数采用欧拉近似法来得到其离散控制模型袁当将此离散变化视为线性变化时袁 在一个控制周期 Ts内整流器侧电流矢量的平均值为 i2渊k冤+0.5驻i2渊k+1冤遥 将此平均值代入式渊3冤中袁可得到 k+1 时刻滤波电容电压矢量的预测值为驻uc渊k+1冤=i1渊k冤-i2渊k冤-0.5驻i2渊k+1冤CTs渊18冤uc渊k+1冤=uc渊k冤+驻uc渊k+1冤渊19冤同理可得到一个控制周期内滤波电容电压矢量的平均值为 uc渊k冤+0.5驻uc渊k+1冤袁将其代入式渊1冤后可得到网侧电流矢量预测值为驻i1渊k+1冤=e渊k冤-i1渊k冤R1-uc渊k冤-0.5驻uc渊k+1冤L1Ts渊20冤i1渊k+1冤=i1渊k冤+驻i1渊k+1冤渊21冤与式渊14冤同理袁定义网侧电流矢量误差尧整流器侧电流矢量误差与滤波电容电压矢量误差分别为着i1渊k+1冤=i*1渊k+1冤-i1渊k+1冤渊22冤着i2渊k+1冤=i*2渊k+1冤-i2渊k+1冤渊23冤着uc渊k+1冤=u*c渊k+1冤-uc渊k+1冤渊24冤+-+eR1L1R2L2i2ucCedqabcdq兹PLLabcdqabcdqucdquchdqLPFUdcUdc*Jmini2ucMPCkdicdq*i2*i2dq*ucdq*2r/3s式渊7冤式渊8冤i1d*i1q*i1dq*PI41电源学报第 21 卷表 1主要仿真实验参数Tab.1 Main parameters of simulation experiment图 5MPC鄄i1i2uc控制方法仿真框图Fig.5 Block diagram of simulation of MPC鄄i1i2uccontrol method将网侧电流矢量误差尧滤波电容电压矢量误差以及整流器侧电流矢量误差模值的平方同时加入单个代价函数袁定义为J=棕1着2i1a渊k+1冤+着2i1b渊k+1冤+着2i1c渊k+1冤+棕2着2uca渊k+1冤+着2ucb渊k+1冤+着2ucc渊k+1冤+着2i2a渊k+1冤+着2i2b渊k+1冤+着2i2c渊k+1冤渊25冤式中袁棕1尧棕2为权重因子袁通过 棕1与 棕2来调整在三相静止坐标系下各矢量误差对代价函数的影响遥其中权重因子 棕2对谐振频率的阻尼水平有较大影响袁棕1对网侧电流的输出质量有较大影响遥在 棕2取值较大而 棕1取值较小时袁 控制系统对抑制 LCL 滤波器谐振的效果较为明显遥综合考虑网侧电流输出质量以及控制系统对谐振的抑制效果袁 本文取 棕1=20袁棕2=3.5遥MPC鄄i1i2uc控制方法的仿真框图如图 5 所示遥3仿真结果分析为验证本文所提方法的有效性袁 在 Matlab/Simulink 中搭建基于 LCL 滤波的三相 VSR 模型袁将有源阻尼预测控制算法 MPC鄄AD 与代价函数中同时加入网侧电流矢量尧 滤波电容电压矢量以及整流器侧电流矢量的模型预测控制算法 MPC鄄i1i2uc进行比较遥 网侧电流参考值 d 轴分量经 PI 调节器整定后得到袁q 轴分量给定值为 0遥 系统仿真参数见表 1遥2 种控制策略的网侧电流波形及其 THD 值对比如图 6 所示遥 首先系统输出功率稳定运行在 5 kW袁在 t=0.1 s 时袁当改变直流侧负载时袁对比图 6 不难发现袁采用 MPC鄄AD 控制策略时袁由于网侧电流由整流器侧电流来间接控制袁 网侧电流谐波含量较高遥 而MPC鄄i1i2uc策略通过构建单个代价函数来同时控制多个变量袁无需状态变量反馈有源阻尼袁其网侧 THD值降低遥 当系统功率稳定运行在 10 kW 时袁 采用MPC鄄AD 策略的网侧 THD 为 2.61%袁而在 MPC鄄i1i2uc控制策略作用下袁网侧电流 THD 仅为 1.12%袁有效减小网侧电流谐波含量袁电流质量有较为明显的改善袁且在瞬态过程中不会造成系统不稳定袁 具有良好的动态特性遥参数数值电网相电压有效值 E/V110电网频率 f/Hz50网侧滤波电感 L1/mH1.5网侧电感寄生电阻 R1/赘0.01整流器侧电感 L2/mH2整流器侧电感寄生电阻 R2/赘0.05滤波电容/滋F20直流侧电压 Udc/V350直流侧电容/滋F2 200开关频率 fs/kHz10渊a冤采用 MPC鄄AD 策略时网侧电流渊b冤采用 MPC鄄AD 策略时网侧电流 THD 值6040200-20-40-60iaibic0.060.080.100.120.140.16t/s3.02.52.01.51.00.5020181614121086420谐波次数基波频率=50 Hz总谐波失真渊THD冤=2.61%-+eR1L1R2L2i2ucCedqabcdq兹PLLabcdqabcdqUdcUdc*Jmini2ucMPCi1*i2dq*ucdq*2r/3s式渊15冤式渊16冤i1d*i1q*i1dq*PIi1abcdqi1uc*i2*e42第 4 期渊a冤不平衡下网侧电压图 7直流输出电压动态响应波形Fig.7 Waveforms of dynamic responses of DCoutput voltage渊a冤采用 MPC鄄AD 策略时输出电压渊b冤采用 MPC鄄i1i2uc策略时输出电压波形图 6功率突变网侧电流波形及其 THD 值Fig.6 Waveforms of grid鄄side current under powerchange and its THD value渊d冤采用 MPC鄄i1i2uc策略时网侧电流 THD 值3.02.52.01.51.00.5020181614121086420谐波次数基波频率=50 Hz总谐波失真渊THD冤=1.12%渊c冤采用 MPC鄄i1i2uc策略时网侧电流6040200-20-40-60iaibic0.060.080.100.120.140.16t/s2 种控制策略下的直流输出电压 Udc波形对比如图 7 所示遥由图 7 可以看出袁 在稳态运行时袁2 种控制策略均能准确跟踪系统给定的输出电压参考值遥当 t=0.3 s 时改变直流侧负载袁 采用 MPC鄄AD 控制策略时输出电压最大波动为 28 V袁 电压调节时间为100 ms袁而在 MPC鄄i1i2uc策略作用下袁其输出电压最大波动为 15 V袁调节时间为 60 ms遥 可见袁本文所提出的 MPC鄄i1i2uc控制策略在功率发生突变情况时具有良好的动态响应特性遥实际电网由于电网故障尧三相负载不平衡以及大功率单相负载接入等因素袁常常导致电网电压不平衡遥电压骤降袁尤其是单相电压骤降可能会导致网侧电流发生严重畸变袁将影响整流器的控制性能袁并对负载侧的电容器及负载产生隐患遥 图 8 所示为不平衡下功率突变网侧电流波形袁 系统输出功率稳定运行在 5 kW曰 在 t=0.14 s 时袁a 相电压跌落 20%袁此阶段持续 80 ms曰在 t=0.22 s 时袁通过改变直流侧负载袁 功率由 5 kW 突变至 10 kW袁 此阶段同样持续80 ms遥 网侧三相电压如图 8渊a冤所示袁a 相电压跌落后袁ea幅值为 124 V袁eb尧ec幅值均为 156 V遥对比图 8渊b冤尧渊c冤可知袁电网电压处于不平衡状态时袁MPC鄄AD 控制策略网侧电流发生了严重畸变袁当系统功率稳定运行在 10 kW 时袁其网侧电流THD 值为 10.4%遥 而在 MPC鄄i1i2uc控制策略作用下袁网侧电流质量较高袁且在瞬态过程中不会造成系统不稳定袁 当系统功率稳定运行在 10 kW 时袁 网侧THD 值仅为 1.53%袁 显著降低了网侧电流谐波含量袁且满足网侧谐波的国家标准袁确保了系统在单相电压骤降期间稳定运行遥 从而验证了 MPC鄄i1i2uc控制策略在电网电压不平衡情况下袁对系统稳态性能和动态性能均有较为显著的改善效果遥4003503002502001501005000.10.20.30.40.50.60.7t/s28 V100 ms20 ms/格4003503002502001501005000.10.20.30.40.50.60.7t/s15 V60 ms20 ms/格150100500-50-100-150eaebec0.100.140.180.220.260.30t/s马雯袁等院LCL 电压型整流器模型预测优化控制43电源学报第 21 卷图 10功率由 5 kW 变至 10 kW 网侧电流波形Fig.10 Current waveforms on grid鄄side when power ischanged from 5 to 10 kW图 9整流器实验平台Fig.9 Experimental platform of rectifier图 8不平衡下功率突变网侧电流波形Fig.8 Waveforms of grid鄄side current under powerchange in unbalanced state渊b冤采用 MPC鄄AD 策略时网侧电流渊c冤采用 MPC鄄i1i2uc策略时网侧电流4实验结果分析为了进一步验证所提出方法的有效性袁搭建三相电压源型整流器实验平台袁如图 9 所示遥 主控芯片采用 TMS320F28335袁 功率器件采用三菱 PM75DSA120 模块袁IGBT 死区时间设置为 2 滋s遥 网侧接三相可编程交流电源渊CHROMA 61830冤袁输出端接直流电子负载渊ITECH IT8918A冤袁通过改变负载参数进行系统动态响应实验遥实验参数与仿真参数一致袁见表 1遥功率由 5 kW 变至 10 kW 时网侧电流波形如图 10 所示遥采用 MPC鄄AD 控制策略时袁网侧电流波形在波峰尧 波谷和过零点处出现一定程度的畸变袁本文所提出的 MPC鄄i1i2uc控制策略电流畸变程度明显降低遥 在额定功率下袁采样频率为 10 kHz 时袁采用 MPC鄄AD 策略袁网侧电流 THD 为 4.15%袁且谐波含量相对分散袁而在 MPC鄄i1i2uc控制策略作用下袁网侧 THD 值进一步降低为 2.03%遥 由此可见袁本文所提出改进方法对系统稳态性能以及谐波分布具有较好的改善效果遥图 11 所示为系统动态实验结果遥 由图 11 可见袁2 种方法均能较快地跟踪负载波动引起的功率变化遥 在采用 MPC鄄AD 控制策略时袁系统直流侧电压调节时间 驻t 为 100 ms袁 直流电压 Udc波动幅值为 36 V曰而在本文所提出 MPC鄄i1i2uc控制策略作用下袁系统调节时间 驻t 为 50 ms袁直流电压波动幅值仅为 17 V遥因此在系统动态调节过程中袁MPC鄄i1i2uc控制策略动态响应速度较快且电压波动较小袁无论是在稳态性能还是动态性能方面均有提升遥0.100.140.180.220.260.30t/s6040200-20-40-60iaibic基波频率=50 Hz袁THD=10.4%0.100.140.180.220.260.30t/s6040200-20-40-60iaibic基波频率=50 Hz袁THD=1.53%CHROMA 61830ITECH IT8918A控制部分采样调理电路驱动保护电路渊a冤MPC鄄AD 策略的网侧电流及其 THD 值渊b冤MPC鄄i1i2uc策略的网侧电流及其 THD 值iaibic基波频率=50 Hz袁THD=4.15%t渊20 ms/格冤iaibict渊20 ms/格冤基波频率=50 Hz袁THD=2.03%44第 4 期渊a冤采用 MPC鄄AD 策略时Udceaiat渊50 ms/格冤驻t=100 ms驻Udc=36 V图 11功率变化直流侧动态实验结果Fig.11 Dynamic experimental results on DC sideunder power change渊b冤采用 MPC鄄i1i2uc策略时Udceaiat渊50 ms/格冤驻t=50 ms驻Udc=17 V5结语本文针对基于 LCL 滤波的三相电压型整流器袁提出了在代价函数中同时加入网侧电流矢量尧整流器侧电流矢量以及滤波电容电压矢量的模型预测控制策略 MPC鄄i1i2uc袁 使用新的多变量控制方法抑制由滤波器谐振引起的谐波袁并且与传统的模型预测控制与有源阻尼算法相结合的控制策略 MPC鄄AD 进行对比遥 仿真与实验结果表明袁当采用 MPC鄄AD 策略时袁 由于网侧电流由整流器侧电流间接控制袁 导致其控制性能不佳遥 与 MPC鄄AD 相比较袁MPC鄄i1i2uc在稳态下能够保证网侧电流具有较小的THD 值袁在负载变化时具有更快的调节时间和更小的电压波动袁 且由于该方法不含状态变量反馈袁系统运行更为稳定袁在单相电网电压跌落情况下也能保持良好的稳态性能和动态性能遥参考文献院1 Ahmed A A,Koh B K,Lee Y I.A comparison of finitecontrol set and continuous control set model predictivecontrol schemes for speed control of induction motors J.IEEE Transactions on Industrial Informatics,2018,14渊4冤:1334鄄1346.2 魏新迟,许利通,骆仁松,等.考虑饱和效应的无刷双馈发电机功率模型预测控制J.电工技术学报,2021,36渊17冤:3721鄄3729.Wei Xinchi,Xu Litong,Luo Rensong,et al.Model predic鄄tive power control of brushless doubly鄄fed induction gen鄄erator considering saturation effect J.Transactions of ChinaElectrotechnical Society,2021,36渊17冤:3721鄄3729 渊in Chi鄄nese冤.3 Nguyen H T,Kim E K,Kim I P,et al.Model predictivecontrol with modulated optimal vector for a three鄄phaseinverter with an LC filter J.IEEE Transactions on PowerElectronics,2018,33渊3冤:2690鄄2703.4 郭磊磊,金楠,李琰琰,等.电压源逆变器虚拟矢量模型预测共模电压抑制方法J.电工技术学报,2020,35渊4冤:839鄄849.Guo Leilei,Jin Nan,Li Yanyan,et al.Virtual vector basedmodel predictive common鄄mode voltage reduction methodfor voltage source inverters J.Transactions of China Elec鄄trotechnical Society,2020,35渊4冤:839鄄849 渊in Chinese冤.5 夏文婧,刘碧,王嵩,等.基于输入端电压动态分量优化的PWM 整流器模型预测控制J.电力系统自动化,2020,44渊1冤:200鄄207.Xia Wenjing,Liu Bi,Wang Song,et al.Model predictivecontrol of PWM rectifiers based on dynamic componentoptimization of input鄄port voltage J.Automation of ElectricPower Systems,2020,44渊1冤:200鄄207 渊in Chinese冤.6 Li Hui,Lin Mingyao,Yin Ming,et al.Three鄄vector鄄basedlow鄄complexity model predictive direct power control strat鄄egy for PWM rectifier without voltage sensors J.IEEE Jour鄄nal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics,2019,7渊1冤:240鄄251.7 柳志飞,杜贵平,杜发达.有限集模型预测控制在电力电子系统中的研究现状和发展趋势J.电工技术学报,2017,32渊22冤:58鄄69.Liu Zhifei,Du Guiping,Du Fada.Research status and de鄄velopment trend of finite control set model predictive controlin power electronics J.Transactions of China Electrotech鄄nical Society,2017,32渊22冤:58鄄69 渊in Chinese冤.8 Ferreira S C,Gonzatti R B,Pereira R R,et al.Finite con鄄trol set model predictive control for dynamic reactive pow鄄马雯袁等院LCL 电压型整流器模型预测优化控制45电源学报第 21 卷er compensation with hybrid active power filters J.IEEETransactions on Industrial Electronics,2018,65渊3冤:2608鄄2617.9 Chen Xiaotao,Wu Weimin,Gao Ning,et al.Finite controlset model predictive control for LCL鄄filtered grid鄄tied in鄄verter with minimum sensors J.IEEE Transactions on In鄄dustrial Electronics,2020,67渊12冤:9980鄄9990.10 阮新波,王学华,潘冬华.LCL 型并网逆变器的控制技术M.北京:科学出版社,2015.Ruan Xinbo,Wang Xuehua,Pan Donghua.Control tech鄄niques for LCL鄄type grid鄄connected inverters M.Beijing:Science Press,2015 渊in Chinese冤.11 李景灏,吴爱国.基于离散趋近律与无差拍双闭环结构的单相 LCL 型 PWM 整流器控制策略J.电工技术学报,2021,36渊6冤:1290鄄1303.Li Jinghao,Wu Aiguo.A double closed鄄loop controlmethod for single鄄phase PWM rectifiers with LCL filterbased on discrete reaching law and deadbeat algorithm J.Transactions of China Electrotechnical Society,2021,36渊6冤:1290鄄1303 渊in Chinese冤.12 许德志,汪飞,阮毅.LCL尧LLCL 和 LLCCL 滤波器无源阻尼分析J.中国电机工程学报,2015,35渊18冤:4725鄄4735.Xu Dezhi,Wang Fei,Ruan Yi.Passive damping of