基与单片机便携式电子秤的研究样本.doc

基与单片机便携式电子秤研究
摘 要
在智能化测量仪表中，测力与称重控制器工矿公司、交通运送、商业贸易和科学技术等各个领域，甚至每个家庭，对电子秤规定越来越高应用极为普遍，而电子秤是该研究领域重要分支。随着国民经济发展和人民生活水平提高，但由于称重控制器成本及功能限制，始终制约了电子秤在各种领域进一步普及应用。因而，产品更新换代是生产发展规定，是社会发展必然。近年来，新型单片机浮现和传感技术发展，为更新产品设计、研制高性能价格比称重控制器提供了条件。咱们采用M68HC05单片机，开发了在特殊场合使用专用电子秤称重控制器。
研究工作使称重控制器集各种功能于一体，对各种有特殊使用规定电子秤作摸索性研究。本文从电子秤基本构成入手，对实现各种专门电子秤功能软，硬件分别进行了剖析，最后还提出了某些改进设想。
核心词：串行通讯 ,电子称，压力传感器
Abstract
Force-meter&weighting controllers are widely applied to the intelligent gauges. The research on digital weighting instrument is one of the important branches developed in that field. With the develop- ment of the economy and increment of people's life standard，the digital weighting instrument is subjet- ed to higher criteria，which has been used in industry communication，commercial trade and scientific resear- ch even the household. But the further application of the digital weighting instrument has been constrai- ned from the costs and functions of the weighting controllers. It is in great need for the innova- tion in the product design with respect to the development of the productive force and the society. In recent years，with the appearance of very large scale IC and microprocessor and the improvement of techniques on weighting sensors，it is possible for the development of new type weighting controllers with high quality-cost ratio. We use the M68HC05 micro-controller of to develop the weighting contr- ller applied in special environment.
This paper begins from the basic composition of digital weighting instrument，and then introduces the hardware and software of multiple function one by one，and gives out some schemas and conceits. In the part of Appendix，the function of the multiple digital weighting instrument is presented.
Key Words： Serial Communication，electronical steelyard，sensor of pressure

目 录
摘 要 I
ABSTRACT II
引 言 1
第1章 电子秤系统整体简介 2
1.1 电子秤构成 2
1.2 电子秤特点 2
1.3 系统硬件框架 3
第2章 信号采集及其放大 4
2.1 电阻应变式压力传感器 4
2.2 小信号放大 7
第3章 高精度积分型A/D转换电路设计 17
3.1 积分A/D转换原理及其软硬件设计 17
3.2 积分A/D转换电路误差分析 19
3.3 　软件设计某些 22
第4章 EEPROM在电子秤上应用 24
4.1 NM93C46 EEPROM使用 24
4.2 AT24C01 EEPROM使用 28
第5章 抗干扰办法 32
第6章 改进与设想 33
参照文献 36
致 谢 38

引 言
随着技术进步和国民经济水平不断提高,当前，商用电子计价秤使用非常普及，逐渐会取代老式杆称和机械案秤。由压力传感器制作电子称已广泛地应用到各行各业，特别是随着微解决机浮现，工业生产过程自动化限度不断提高，压力传感器已成为过程控制中一种必须装置。当前，计算机应用技术、通信技术和传感技术可以说是电子信息技术三大重要支柱，它们分别是智能系统“感官”、“神经”和“大脑”。其中，计算机和通信技术发展相称迅速，而传感技术发展有些滞后，因而，国内和世界各国都视传感技术为当代电子信息技术核心技术之一。传感器对于机械电子工程、控制、测试、计量等领域，都是必不可少获取信息核心部件。如果没有传感器检测各种信息，那么支撑当代文明科学技术就不能发展，惟有模仿人脑计算机和作为“电五官”传感器协调发展才干增进科学技术奔腾。
随之而来生活中人们对电子秤规定也越来越高。影响其精度因素重要有：机械构造、传感器和数显仪表。在机械构造方面，因材料构造强度和刚度限制，会使力传递浮现误差，而传感器输出特性存在非线性，加上信号大、模数转换等环节存在非线性，使得整个系统非线性误差变得不容忽视，因而，在高精度称重场合，迫切需要电子秤能在线自动校正系统非线性。此外，为了保证精确、稳定地显示，仪器内某些辨率(重要是ADC辨别率)普通要比外部显辨别率高4倍以上,这就规定所采用ADC具备足够转换位数,而采用高精ADC,自然增长了系统成本。
基于电子秤现状,本文提出了一种用单片片机控制高精度智能电子秤设计方案。通过实时地对系统非线性进行补偿，使测量精度得到了大大提高，由于采用数字滤波技术，使稳态测量稳性和动态测量跟随性都相称好。

第1章 电子秤系统整体简介
近代科学发展，对生产过程中称重技术和控制提出了新规定。电子秤是一种装备了电子元件秤重计量设备，具备秤量快、读数以便，能在恶劣环境条件下工作、便于与计算机技术相结合而实现称重技术和过程控制自动化等特点，因而被广泛应用于工矿公司、能源交通、商业贸易和科学技术等部门。
1.1 电子秤构成
普通来说,电子秤重要由如下几种某些构成:
(1)承重机构和传力系统
即电子秤秤台，是将被称物体重量或力传递给称重传感器系统，普通涉及:接受被称重物体承载器、秤桥构造、吊挂连接部件和限位减震机构等。
(2)称重传感器
即将非电量(质量)转换成电量转换元件，它可以将作用于其上重量或力按一定函数关系(普通是线性关系〕转换成便于测量物理量(普通是电量，如电压、电流或频率等)输出。
(3)通用显示仪表
即解决称重传感器信号电子线路(涉及放大器，A/D转换器等)和批示部件(如显示、打印等)。
(4)电源
即向称重传感器测量桥路馈电、稳定度较高勉励电源，可以是交流或直流稳压电源。其中称重传感器、显示组件、电源等某些，再涉及重量信号分析解决等都是由核心部件MPU统一管理，统称为电子秤控制器，是电子秤中权。
1.2 电子秤特点
与老式杠杆式机械秤相比，电子秤具备如下特点:
(1)秤量以便、辨别率高、秤量值可以用数字显示，因而便于信号远距离传播，从而达到集中管理和生产自动控制目。
(2)精度高。
(3)传感器响应速度快，因而称重速度快。
(4)稳定性好、机械磨损小、寿命长、维修以便。
(5)不少传感器密封性能好，从而可以在环境恶劣场合下工作。
(6)由于构造简朴，因而体积小、重量轻。
由于上述长处，电子秤已成为衡器发展主流，普遍应用于工业、商业和其他领域，对提高劳动生产率、减轻劳动强度、减少成本均有着重要意义。
1.3 系统硬件框架
本文研究多功能计价电子秤原理框图如图1-1所示。
电源使用220V,50HZ交流电，经变压器变压及整流后通过稳压电路输出5V工作电压，分别用M68HC705C8单片机PBO脚和PA5脚完毕自动掉电和欠压检测功能。
中央解决单元
信号放大调理电路
压力传感器
A/D转换
电源电路
LCD
时钟芯片
简易键盘
PC

图1-1 控制电路框图
（Control electric circuit frame diagram）
传感器采用电阻应变式压力传感器,量程为12kg,其输出电阻为1000,使用5V勉励电压。
前置放大器采用低噪声设计，具备高输入阻抗、高共模抑制比等特点，并滤去高频干扰和工频串模干扰。
A/D转换采用积分方式，用单片机TCAP脚完毕输入捕获中断，用PB7脚控制积分充放电。
单片机与PC机之间通过串行口进行通讯，通讯软件能适应RS232和TTL电平互相转换。
本文设计为数据录入某些，前向通道研究。重要涉及信号采集与其放大，A/D高精度转换,A/D转换原理和电路，转换软件设计某些，和EEPROM应用。

第2章 信号采集及其放大
信号采集与放大某些,普通地，传感器背面放大器必要具备很高共模抑制比，同步规定有较高输入电阻，以免对传感器产生影响。为了提高精度，放大器还应有较高开环增益，较低失调电压、失调电流、噪声以及漂移等。
2.1 电阻应变式压力传感器
2.1.1 传感器工作原理
电阻应变式压力传感器是把电阻应变计粘贴在弹性敏感元件上，然后以恰当方式构成电桥一种将力转换成电信号转换元件。
电阻应变式压力传感器涉及两个重要某些:一是弹性敏感元件，它把被测重量转换成弹性体应变值；另一是电阻应变计，它作为传感元件将弹性体应变同步地转换为电阻值变化。
电阻应变式压力传感器工作原理如图2-1所示。应变计是连接成平衡电桥式，应变电阻变化会引起电桥不平衡，从而输出信号。

图2-1 传感器工作原理图
（Spread to feel machine work principle diagram）
图中,U为供桥电源,U0为输出电压。
弹性体在弹性范畴内相对变化与引起形变重量F成正比:
= (2-1)
式中： — 弹性体相对形变
L.— 弹性体高度及其变化量
F— 重量(kg)
E— 弹性体弹性模量()
S— 弹性体横截面积
此时，R1和R4相对电阻变化为
(2-2)
而R2和R3相对电阻变化为
(2-3)
式中:
--弹性体材料泊松比
K--电阻应变计应变敏捷系数
在有供桥电源U时,压力传感器电桥输出电压U0为:
(2-4)
若忽视分母中含项，则近似为:
(2-5)
将上式表达为:
(2-6)
式中：— 传感器敏捷度，即单位电压供桥时电桥输出电压(mV/V)。普通，选用量级为800*10-e,K 取为2.0，则敏捷度U0/U约为1.6 m V/V.可见当供桥电压为5V时，输出电压为mV级，难于直接使用，必要通过前置放大才干加以运用。
2.1.2 传感器勉励技术
压力传感器供桥电源规定在一定范畴内具备平稳和均匀调节性能，以保证对传感器输出电压精细调节。对供桥电源规定其时漂和温漂均很小，稳定度普通要高于传感器精度数倍，以消除由于电源不稳定对传感器输出性能影响。
在供桥电源中，供桥方式可分为直流和交流两种，在每种类型中又有稳压式和稳流式两种。本文采用是220V，50Hz交流电经变压及整流后再通过稳压电路输出5V直流稳压电源。
考虑到传感器供桥电源所需电流小、稳定度高等特点，可选用串联反馈式稳压电路，其原理框图如图2-2所示。

（Establish the feedback type the steady pressing the general construction of the electric circuit）
调节电路
比较放大
基准电源
取
样
电
路
R1
V0
Vi
图2-2 串联反馈式稳压电路普通构造
（Establish the feedback type the steady pressing the general construction of the electric circuit）

串联反馈式稳压电路涉及调节电路、取样电路、比较放大电路和基准电源四个基本某些。图中，Vi为整流滤波电路输出电压，即稳压器输入电压，Vo为稳压器输出电压。调节电路与负载R,串联，起电压调节作用。基准电源提供一种稳定基准电压。取样电路普通由电阻接分压器实现，它分取输出电压一某些加至比较放大电路，与基准电压进行比较，控制调节电路，对输出电压Vo进行调节，使之更趋于稳定。比较放大电路可由分立元件晶体管构成，也可由运算放大器构成.
这是一种负反馈自动调节系统。例如，当负载电阻RL或输入电压Vi发生变化，使输出电压Vo上升，则上升后Vo通过取样电路分压，反馈给比较放大电路输入端，进行反向放大，重新调节Vo恢复本来数值。反之亦然。
可以证明，这种稳压电源静态相对误差近似值为:
（2-7）
式中:Uo— 输出电压变化
Ur — 基准电压大小
— 基准电压噪声、时漂、纹波等影响
— 外界环境变化所产生各种影响
— 取样电阻比大小
— 取样电阻比KF变化
由式( 2-7)可知，研制高稳定度电源应抓住基准电源、取样电阻、放大器这三个核心环节，努力把它们各自误差减至最小，要注意将正负反向误差组合一起，以求互相抵偿。如下是这三个环节设计要点:
(1) 基准电源
基准电压Ur自身大小及△Ur大小，都直接影响到电源精度。基准电源可分为电池型和半导体型两种。
电池型源具备噪声小长处，其稳定度可达1*随着半导体器件迅速发展，电池型应用正在减少。
半导体型形式各种各样，当前应用较广泛重要有三种:原则稳压管，埋层稳压管，场效应稳压管。原则稳压管是一种大量生产普及型管，其精度为1X10一左右。埋层稳压管即亚表面基准稳压管，是在原则稳压管基本上，把硅表面击穿引入体内，从而极大地变化了对温度敏感、易受环境污染、氧化等不稳定现象。它噪声、重复性、温漂等性能都优于原则管。场效应稳压管是运用场效应管零温度系数基准电源。
(2) 取样电阻
电源输出电压变化是通过取样电阻比值KF变化来实现，一旦变动完毕，就规定它在较长时间保持不变(即必要稳定)。为此，采样电阻饶制线材温度系数一定要小，并且要一致;所用电位器敏捷度要高、接触要好，要持续可调、无跳跃现象。
(3) 放大器
放大器各项技术指标和电源整机性能密切有关，如输入端噪声、漂移等都将反映到输出电压中。放大器开环电压增益，几乎决定了电源整机稳压系数及内阻等参数。在高稳定电源中，应选取低漂，低耗、低噪声、高增益、高共模抑制比、动态特性好集成运算放大器。
2.2 小信号放大
当被测物体重量或力通过压力传感器转换成电量时，获得电压变化量往往很小(普通只有几毫伏，甚至更小)，而共模电压却很高，输入到放大器噪声与放大器件自身产生噪声.往往不不大于放大器输入信号。因而，如何减少噪声，或把噪声与信号分离开来，是信号放大器设计核心。
普通地，传感器背面放大器必要具备很高共模抑制比，同步规定有较高输入电阻，以免对传感器产生影响。为了提高精度，开环放大器还应有较高开环增益，较低失调电压、失调电流、噪声以及漂移等。
2.2.1 噪声性质及其解决办法
1.噪声分类和性质
所谓噪声，就是干扰有用信号某种不但愿扰动。干扰和噪声没有本质区别，普通把外部来称干扰，内部产生称噪声。仪器电路中，常用固有噪声有五种:热噪声，低频噪声、散弹噪声、电阻产生过剩嗓声以及开关产生“尖峰噪声”。
(1) 热噪声
热噪声是由导体电荷载流子热激振动引起噪声。
处在绝对零度以上任何导体中，都存在着电子随机运动，这种运动与温度关于。电子随机运动便在导体中产生诸多电流脉冲，尽管这些脉冲电流平均值为零，但方均值电压不为零。噪声方均根电压可用下式表达:
V2(t)= （2-8）
式中 ： k — 玻耳兹曼常数，为1.38*10-23J/K
T— 导体绝对温度
B— 测量系统噪声带宽
R— 导体电阻或阻抗实部
热噪声等效电路可用一种数值等于V2(t)=噪声电压发生器和一种无噪声电阻R串联构成回路来代替。
(2) 低频噪声
低频噪声是一种与晶体管表面状态以及PN结漏电流关于噪声。由于噪声电压方均值与频率大小成反比，因此又称噪声。由于晶体管中一某些载流子要在晶体管表面产生与复合，而这种产生与复合又决定于表面状态。因此在晶体管制造过程中，表面清洗腐蚀和其他清洁解决不完善，对噪声有很大影响。依照实验，低频噪声电压方均值可用下式表达:
（2-9）
式中 ：k1— 与材料关于常数
I— 工作电流
a. b — 由实验拟定常数，普通b(0.8,1.5),a 为1
f— 工作频率
普通地，对于频率低于1KHz时，低频噪声起很大作用，特别是绝缘栅型MOS场效应管更为明显。因此选用绝缘栅型M0S场效应管作调制式前置放大器时，调制频率不应选得太低，至少要高于1KHz.
(3) 散弹噪声
流过二极管、三极管位垒层载流子不是持续，而是脉冲性质，这种脉冲电流平均值为零，但电流方均根值不为零，且可用下式表达:
(2-10)
式中 ：q —电子电荷，1.59*10-19C
IDC —直流电流；
由式(2-10)可知，散弹噪声电流方均根值正比于，与频率大小无关。晶体管正偏结散弹噪声电压，等于散弹噪声电流和发射结电阻乘积。散弹噪声等效电路可用一种数值为噪声电流源和一种无噪声发射结电阻并联回路来代替。
电阻除产生热噪声外，多余出来噪声就是所谓过剩噪声。它与制造电阻工艺材料关于。不同类型电阻，测得噪声指数不同，金属膜电阻噪声指数比炭膜电阻噪声指数约小20dB。线绕电阻噪声指数最小，但价格贵，并且有电感作用，对频率比较敏感，使用时受限制。因而普通选用金属膜电阻。
(5) 开关产生“尖峰噪声”
半导体传感器，因PN结结电容存在，当高速开关电压扫描调制时，由于充放电作用，会产生开关尖峰噪声。它与结电容大小和工作频率关于。常采用滤波、选频及对消技术来消除尖峰噪声影响。
2. 解决放大器噪声办法
(1)功等效输入噪声
在分析放大器噪声时，常把放大器当作是无噪声方框，而放大器噪声用与输入端串联电压发生器和与输入端并联电流发生器。来表达。信号源热噪声用噪声发生器来表达。由于 把 放 大器噪声所有折算到放大器输入端，因此能和信号电平直接进行比较，容易看出噪声危害限度。在分析放大器时，惯用一种等效输入噪声电压来代替三个噪声源(，和)。若三个噪声源是非有关，则输入端等效噪声电压方均值Vni2(t)为:
（2-11）
式中:
—放大器各级电压噪声折算到输入端等效值
—放大器各级电流噪声折算到输入端等效值
—加到放大器输入端热噪声，普通是传感器内阻热噪声
— 放大器输入阻抗
当放大器输入阻抗，远不不大于传感器内阻Rs（即）时，上式可简化为:
（2-12）
式(2- 12) 中第一项和第三项都与关于。因此放大器输入端等效噪声电压值除与放大器自身参数关于外，还与信号源内阻Rs大小有很大关系。当Rs=O时，当Rs足够大时，=。
(2) 噪声系数
噪声系数也叫噪声因数，是放大器输入端信噪比比值。所谓信噪比，是指信号有效功率S对噪声有效功率N比值，因此信噪比通惯用S/N表达。噪声系数用F表达，即:
（2-13）
噪声系数是度量放大器在放大过程中信噪比恶化限度指标。抱负放大器F=1，即放大器除源电阻外没有其他噪声。运用F可以直接比较不同放大器性能。设计信号放大器时，应采用一切办法，减少噪声系数F.
(3) 最小噪声系数和最佳源电阻。
由式(2-13)可得:
（2-14）
式中是放大器功率放大倍数，并且是放大器等效输入噪声。N是输入到放大器噪声，在这里便是源电阻热噪声，因此，由式(2-12)和(2-14)，可得噪声系数F为:
（2-15）
式中是等效噪声电阻。
要使F达到最小值，必要使右边第二项为零，虽然即当信号源内阻与等效噪声电阻r.相等时嗓声系数F为最小值，且为:
（2-16）
信号源电阻时值称最佳源电阻，它是设计低噪声放大一种重要参数。最佳源电阻值完全由放大器噪声模型（）决定，与放大器输入阻抗无直接联系。
2.2.2 信号放大器电路组态分析
为了满足小信号放大，可以选用各种形式信号放大器。如下对几种信号放大器电路组态进行分析。
(1) 单运放放大电路

图2-3 单运放放大电路
（It is single to carries to put the electric circuit）
单运放放大电路如图2-3所示。当压力传感器受到外力作用时，桥路电阻阻值发生变化:
R1=R4=R-△R ，R2 = R3=R+R (2-17)
由差动运算放大器工作原理，可得:

（2-18）
（2-19）
（2-20）
由式(2-17)至(2-20)，可解得：
（2-21）
而传感器输出电压为:
（2-22）
由式(2-21)及(2-22)可得放大倍数为:
（2-23）
(2)三运放数据放大器
由三个集成运放构成通用数据放大器原理如图2-4所示。

图2-4 三运放数据放大器
（Three carries to put the data enlarger）
这是一种高增益、高输入电阻和高共模抑制比直接祸合放大器，具备差动输入，单端输出形式。电路涉及两个放大级，A1. A2构成第一级，两者均接成同相输入，因而输入电阻很高。由于电路构造对称，它们漂移和失调均有互相抵消作用。A3构成差动放大级，将差动输入转换为单端输出。
图2-4中，当加上差模输入信号Vi时，若R2=R3，则电阻R1中点为交流地电位，此时A1. A2工作状况将如图2-5所示:

图2-5 同相输入电路A1. A2分析
(The same input about A1 and A2’sanalysis)
图中，=R1/2,=R2=R3，则由同相放大电路性质，可得
（2-24）
因而第一级电压放大倍数为:
(2-25）
由式(2-25)可知，只要变化电阻R1大小，即可灵活地调节放大倍数。如果R4=R5，R6=R7，则由差动放大电路性质，可知
（2-26）
因而，三运放数据放大器总电压放大倍数为:

（2-27）
2.2.3低通滤波电路
为了提高低频信号精度，滤掉高频噪声和干扰，可在放大器后接低通滤波电路。
(1) 一阶RC有源滤波器
以反向输入为例，一阶RC有源滤波器等效电路如图2-6所示：
（2-28）
即电路传递函数为:
（2-29）

图2-6 一阶滤波器电路模型 图2-7 一阶低通滤波器电路
(A rank filter electric circuit model) (A low through in rank filter electric circuit)
相应低通滤波器电路如图2-7，可见：
（2-30）
因而一阶RC有源低通滤波器传递函数为:
（2-31）
其上截止频率为：
（2-32）
(2)二阶RC有源滤波器

图2-8 二阶滤波器电路模型
(Two rank filter electric circuit model)

图2-9 二阶低通滤波器电路
(Two low through in ranks filter electric circuit)
普通地，二阶RC有源滤波器中，RC网络加在同相端，由于输入阻抗较高。其等效电路如图2-8所示。由图可见：
I1=I2+I3 （2-33）
I3=I4 （2-34）
（式中增益A） （2-35）
由于
I1=（Vi-V1），I2=（V1-V0），I3=（V1-V2）Y3，I4=V2Y4 （2-36）
可解得电路传递函数为:
（2-37）
相应低通滤波器电路如图2-9，可见:
（2-38）
因而二阶RC相应低通滤波器电路传递函数为：
（2-39）
式中:零频增益
阻尼系数：

从而可得幅频特性：

（2-40）
相频特性：
（2-41）

第3章 高精度积分型A/D转换电路设计
A/D转换接口是数据采集系统前向通道一种重要环节。数据采集和转换系统从信号源中采集模仿信号，并把它转换为数字信号。在实际应用中，最惯用A/D转换办法是逐次逼近式和积分式。普通来说，转换分别率与转换速度是一对矛盾。逐次逼近式A/D转换特点是转换速度高，但辨别率普通只有8-12位，虽然己浮现了16位逐次逼近式A/D转换芯片，但由于其电路工艺复杂，价格昂贵;而积分式A/D转换特点则是转换辨别率高，抗干扰能力强，但转换速度较慢，普通为每秒3-10次。在对转换速度规定不高而对转换精度较高场合，使用积分式A/D转换是较好选取。在咱们设计电子秤，就是采用积分式A/D转换办法。
3.1 积分A/D转换原理及其软硬件设计
3.1.1M68HC05单片机定期器及其中断系统简介
M68HC05单片机大某些型号都使用一种16位定期器系统，它具备三种功能:定期器溢出、输出比较、输入捕获。定期器系统具备5个寄存器，涉及三个16位寄存器(定期器计数器、输入捕获寄存器、输出比较寄存器)和两个8位寄存器(定期器控制寄存器、定期器状态寄存器)。有两条外部引脚与定期器关:TCAP和TCMP。有三个中断源:定期器溢出、输入跳变捕获、输出比较符合，可产生定期器中断。这三个中断源有各自中断容许位和中断标志位。定期器溢出是定期器计数器在从串FFFF加1溢出变成$0000时，置位定期器溢出标志TOF.若置位它中断容许位TOIE，则在发生溢出时可产生定期器中断。输入捕获是在定期器输入脚TCAP上发生指定跳变时，将计数器值装入到输入捕获寄存中，并置位输入比较标志ICF.若置位它中断容许位ICIE,则在发生比较符合时可产生定期器中断。
输出比较是先向输出比较寄存器中预置某时间值所相应数字量，当计数器中值运营到等于预置值时，可在定期器输出脚TCNP上输出指定电平，并置位输出比较标志OCF。若置位它中断容许位OCIE则在发生输入跳变时可产生定期器中断。
3.1.2 积分A/D转换原理及硬件设计
积分式A/D转换一方面把模仿电压转换成积分时间，然后用数字脉冲计时办法转换成计数脉冲数，脉冲数大小代表了输入模仿电压大小。如图 3.1 所示，运放Al.A 2分别构成积分器和比较器，Vx为待测信号电压，Vcc为原则电压，Vrefl和Vref2为参照电压。为了可以进行积分，这里Vcc>Vrefl>Vx>0。
图3-1 积分A/D转换硬件原理图
(Integral calculus A/ D conversion hardware principle diagram)
当开关S断开时，积分器对Vx-VrefI定期积分，积分器输出电压上升。假设定期积分时间为TI，则输出电压变化为
（3-1）
当定期积分时间TI到，由输出比较中断服务程序来完毕使开关S闭合，同步重新开始计时，积分器对Vcc-Vrefl积分，积分器输出电压Vo开始下降，当Vc下降到Vref2时，比较器输出电压产生一种负跳变，从而产生一种输入捕获中断，在输入捕获中断服务程序中读出放电时间T2脉冲数，并立虽然开关S断开，启动定期计数，进行定期T1积分，从而进入下一种AJD转换周期。
在T2时间内，输出电压变化为：
（3-2）
在一种AID转换周期T=TI+T2时间内，显然有
（3-3）

由(3-1)至(3-3)可解得：
（3-4）
由上式可见当Vcc>Vrefl时，要使T2>0，必要Vx<VrefI，此即积分能进行条件。
3.1.3 软件编制办法
相应硬件电路图如图3-1所示。由PA.7 来控制开关S断开和闭合，当PA.7= 1时，开关S断开，积分器对Vx-VrefI积分，当PA.7=0时，开关S闭合，积分器对Vcc-VrefI积分。
为了实现高辨别率A/D转换，可以把定期充电时间Tl计数脉冲数增长到17位。由于M68HC05单片机定期器为16位，可以采用输出比较中断来实现，办法是:在进行一次A/D转换前，先预置输出比较寄存器计数脉冲值为T1脉冲数值减去16位计数器溢出值(即65536)，这样，当第二次比较符合时，即表白定期时间TI到。
考虑到采样时间T2计数脉冲值也也许超过Is位，而输入捕获寄存器为16位，这里采用了输入捕获中断和定期器溢出中断，其中输入捕获中断用于计数低16位，定期器溢出中断用于计算高位，办法是:当Tl时间届时，在输出比较中断服务程序中先读出自由运营计数器值(16位)并保存起来，并且同步容许定期器溢出中断和输入捕获中断，这样，每次定期器溢出时，在中断服务程序中使高位加1，直到TCAP脚捕获到负跳变，在输入捕获中断服务程序中读出输入捕获寄存器值(低16位)，把它和高位一起减去原先读出并保存计数值，即得到采样值T2.
在输入捕获中断服务程序中预置输出比较寄存器值并容许输出比较中断，即进入下一A/D转换周期。
3.2 积分A/D转换电路误差分析
3.2.1积分电容漏电阻带来非线性转换误差产生因素及补偿办法
为便于研究，咱们仅考虑如图3-2所示简化了积分A/D转换电路模型。图中，参照电压与输入电压极性相反。假设对被测信号进行积分时间为恒定值T1(相应计数值为N1)，而对参照电压反向积分时间为T2(相应计数值为N2)。则显然有
（3-5）
图3-2 简化积分A/D转换电路模型
(The integral calculus AN of the simplification/ D conversion electric circuit model)
考虑到积分电容漏电阻影响，上图中A/D转换电路中积分器等效电路见图3-3，图中Rc为积分电容漏电阻。
积分器阶跃响应为
（3-6）
当t很小时，依照泰勒级数，有
（3-7）

图3-3 考虑漏电阻时等效电路
(Consider to leak electric resistance hour the same of effect electric circuit)

图3-4 补偿后等效电路
(The same effect of electric circuit after compensating)
而抱负条件下积分器输出为
（3-8）
依照积分A/D转换原理及函数ln (1+x)泰勒级数展式，可得
（3-9）
由上式可见，积分电容漏电阻R,;对积分A/D转换带来了一定误差，R越小，则误差就越大，并且该误差随输入电压幅度增长而非线性地增长。从放 大电路角度来看，咱们可以将积分电容漏电阻R,影响当作是导致了反馈支路阻抗下降.因而，可考虑在积分电容基本上串一小电阻RS来加以补偿，见图3-4。此时
（3-10）
若取补偿电阻阻值为
（3-11）
则(3-10)式变成
（3-12）
比较式(3-9)和(3-12)，显然后者转换误差要小得多。
3.2.2 提高A/D转换器串态干扰抑制比
考虑干扰时，被测信号Vi中涉及有用信号V1和干扰信号两个某些，即：
（3-13）
式中，Vm 为干扰信号幅值，(0g为干扰信号角频率，小为干扰信号和采样始点相位差。
由于积分A/D转换器在采样时间T1内，对被测信号进行平均值采样，因此，因干扰存在而产生误差△可写为：
（3-14）
可以推导：
（3-15）
串态干扰抑制比
（3-16）
式中，(Tg为工频周期)
显然，在k值固定期，r大小将直接影响△及SMRR变化。并且，随着r增长，△会不久增长，而SMRR将不久随之下降。因而，提高积分A/D转换精度核心是保证k为常数而r=4.
常规测量办法中，采样时间T1是固定不变，通过测量T2计数值来计算被测电压。由于T1是固定，而干扰信号周期Tg又不能稳定不变，这样就不能满足k等于常数及r=0条件而使SMRR下降。
但如果把测量办法改进成使T1随Tg而变化。通过既测量T2又测量T1办法，就可以满足Tl= kTg和r=0条件，从而提高串模抑制比，保证转换精度。
3.2.3 其她误差及解决办法
除了上述误差外，导致电子秤误差因素尚有:传感器，放大器等元件缓慢漂移;外界偶尔干扰;系统随机误差等。这些都会影响A/D转换器精度。因而必要对这些因素加以考虑并一一进行相应解决以减少它们不利影响，否则误差就也许超过容许值。
(1)为了消除传感器、放大器缓慢漂移和称台上积尘等影响，采用自动零点跟踪技术，即系统称重后每次都回到“毛重零”状态。并且在空载状态下也实时监视零点.
(2)外界来偶尔干扰在被称物体重量不变状况下都会使测量数值呈