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电力拖动课程设计

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2020年4月19日
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1概述 - 2 -
2 设计任务及要求 - 3 -
2.1初始条件 - 3 -
2.2要求完成的主要任务 - 3 -
3 理论设计 - 4 -
3.1 方案论证 - 4 -
3.1.1 直流电动机的调速方法介绍 - 4 -
3.1.2 选择PWM控制系统的理由 - 5 -
3.1.3 采用转速电流双闭环的理由 - 6 -
3.2 系统设计 - 7 -
3.2.1主电路设计 - 7 -
3.2.2系统稳态分析 - 8 -
3.2.3电流调节器的设计 - 8 -
3.2.4转速调节器的设计 - 13 -
4系统主电路设计 - 19 -
4.1电路组成及系统分析 - 19 -
4.2电路总体介绍 - 19 -
4.3 PWM变换器介绍 - 20 -
4.4主电路参数计算及选型 - 23 -
4.4.1整流部分的参数 - 23 -
4.4.2 IGBT管的参数 - 24 -
4.4.3 缓冲电路参数 - 24 -
4.4.4 平波电抗器参数 - 25 -
5保护电路 - 27 -
5.1电流检测 - 27 -
5.2 脉冲变压器 - 27 -
5.3 给定单元 - 27 -
心得体会 - 28 -
参考文献 - 29 -

摘要
本设计以电力电子学和电机调速技术为基础，设计了一种基于PWM控制技术的直电机调速控制系统。为了得到好的动静态性能，该控制系统采用了双闭环控制，并介绍了双闭环系统的设计与参数计算，而且进行了相应的仿真。根据仿真波形进行了系统的动静态性能的检验。
然后设计系统的主电路和触发电路，保护电路，整流电路等电路结构和电路中应用的元件的参数计算和选型。本设计的主回路使用半桥电路结构，经过一个双刀双掷开关的切换来实现电机的正反转运行。对于调速系统中要用到的大功率半导体开关器件，本设计选用的是IGBT。给出了专用IGBT驱动芯片SG3525的内部结构和应用电路。保护电路采用RCD保护电路，对R和C的参数进行了计算。整流电路采用了单相不控整流，对变压器参数和电抗器以及滤波电容进行了相应的参数计算。最后将系统的总原理图绘制出来。

关键词: IGBT；PWM控制；双闭环；调速

PWM直流脉宽调速系统设计
1概述
当前，直流调速技术的研究和应用已达到比较成熟的地步，特别是随着全数字直流调速的出现，更提高了直流调速系统的精度及可靠性。当前国内各大专院校，科研单位和厂家也都在开发直流调速装置，但大多数调速技术都是结合工业生产中，而在民用中应用相对较少，因此应用已有的成熟技术开发性能价格比高的，具有自主知识产权的直流调速单元，将有广阔的应用前景。
而双闭环（电流环、转速环）调速系统是一种当前应用广泛，经济，适用的电力传动系统。它具有动态响应快、抗干扰能力强等优点。我们知道反馈闭环控制系统具有良好的抗扰性能，它对于被反馈环的前向通道上的一切扰动作用都能有效的加以抑制。采用转速负反馈和PI调节器的单闭环的调速系统能够再保证系统稳定的条件下实现转速无静差。但如果对系统的动态性能要求较高，例如要求起制动、突加负载动态速降小等等，单闭环系统就难以满足要求。这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照需要来控制动态过程的电流或转矩。在单闭环系统中，只有电流截止至负反馈环节是专门用来控制电流的。但它只是在超过临界电流值以后，强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想的控制电流的动态波形。在实际工作中，我们希望在电机最大电流限制的条件下，充分利用电机的允许过载能力，最好是在过度过程中始终保持电流（转矩）为允许最大值，使电力拖动系统尽可能用最大的加速度启动，到达稳定转速后，又让电流立即降下来，使转矩马上与负载相平衡，从而转入稳态运行。这时，启动电流成方波形，而转速是线性增长的。这是在最大电流转矩的条件下调速系统所能得到的最快的启动过程。

2 设计任务及要求
2.1初始条件　　
1．技术数据：
PWM变流装置：Rrec=0.5Ω，Ks=44。
负载电机额定数据：PN=8.5KW，UN=230V，IN=37A，nN=1450r/min，Ra=1.0Ω，Ifn=1.14A，
GD2=2.96N.m2
系统主电路：Tm=0.07s，Tl=0.005s
2．技术指标
稳态指标：无静差
动态指标：电流超调量：δi≤5%，起动到额定转速时的超调量：δn≤8%，
动态速降Δn≤10%，调速系统的过渡过程时间（调节时间）ts≤1s

2.2要求完成的主要任务
1．技术要求：
(1) 该调速系统能进行平滑的速度调节，负载电机可逆运行，具有较宽的调速范围（D≥10），系统在工作范围内能稳定工作
(2) 系统在5%负载以上变化的运行范围内电流连续
2．设计内容：
(1) 根据题目的技术要求，分析论证并确定主电路的结构型式和闭环调速系统的组成，画出系统组成的原理框图
(2) 调速系统主电路元部件的确定及其参数计算（包括有变压器、电力电子器件、平波电抗器与保护电路等）
(3) 动态设计计算：根据技术要求，对系统进行动态校正，确定ASR调节器与ACR调节器的结构型式及进行参数计算，使调速系统工作稳定，并满足动态性能指标的要求
(4) 绘制PWM直流脉宽调速系统的电气原理总图（要求计算机绘图）
(5) 整理设计数据资料，课程设计总结，撰写设计计算说明书

3 理论设计
3.1 方案论证
3.1.1 直流电动机的调速方法介绍
直流电动机的调速方法有三种：
    （1）调节电枢供电电压U。改变电枢电压主要是从额定电压往下降低电枢电压，从电动机额定转速向下变速，属恒转矩调速方法。对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，这种方法最好。变化遇到的时间常数较小，能快速响应，可是需要大容量可调直流电源。
    （2）改变电动机主磁通。改变磁通能够实现无级平滑调速，但只能减弱磁通进行调速（简称弱磁调速），从电机额定转速向上调速，属恒功率调速方法。变化时间遇到的时间常数同变化遇到的相比要大得多，响应速度较慢，但所需电源容量小。
    （3）改变电枢回路电阻R。在电动机电枢回路外串电阻进行调速的方法，设备简单，操作方便。可是只能进行有级调速，调速平滑性差，机械特性较软；空载时几乎没什么调速作用；还会在调速电阻上消耗大量电能。
    改变电阻调速缺点很多，当前很少采用，仅在有些起重机、卷扬机及电车等调速性能要求不高或低速运转时间不长的传动系统中采用。弱磁调速范围不大，往往是和调压调速配合使用，在额定转速以上作小范围的升速。对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的方式为最好。因此，自动控制的直流调速系统往往以调压调速为主速。
改变电枢电压调速是直流调速系统采用的主要方法，调节电枢供电电压需要有专门的可控直流电源，常见的可控直流电源有以下三种：
（1）旋转变流机组。用交流电动机和直流发电机组成机组，以获得可调的直流电压。
（2）静止可控整流器。用静止的可控整流器，如汞弧整流器和晶闸管整流装置，产生可调的直流电压。
（3）直流斩波器或脉宽调制变换器。用恒定直流电源或不可控整流电源供电，利用直流斩波或脉宽调制的方法产生可调的直流平均电压。
由于旋转变流机组缺点太多，采用汞弧整流器和闸流管这样的静止变流装置来代替旋转变流机组，形成所谓的离子拖动系统。离子拖动系统克服旋转变流机组的许多缺点，而且缩短了响应时间，可是由于汞弧整流器造价较高，体积依然很大，维护麻烦，特别是水银如果泄漏，将会污染环境，严重危害身体健康。当前，采用晶闸管整流供电的直流电动机调速系统（即晶闸管－电动机调速系统，简称V-M系统，又称静止Ward-Leonard系统）已经成为直流调速系统的主要形式。可是，晶闸管整流器也有它的缺点，主要表现在以下方面：
    （1）晶闸管一般是单向导电元件，晶闸管整流器的电流是不允许反向的，这给电动机实现可逆运行造成困难。必须实现四象限可逆运行时，只好采用开关切换或正、反两组全控型整流电路，构成V-M可逆调速系统，后者所用变流设备要增多一倍。
    （2）晶闸管元件对于过电压、过电流以及过高的du/dt和di/dt十分敏感，其中任意指标超过允许值都可能在很短时间内元件损坏，因此必须有可靠的保护装置和符合要求的散热条件，而且在选择元件时还应保留足够的余量，以保证晶闸管装置的可靠运行。
    （3）晶闸管的控制原理决定了只能滞后触发，因此，晶闸管可控制整流器对交流电源来说相当于一个感性负载，吸取滞后的无功电流，因此功率因素低，特别是在深调速状态，即系统在较低速运行时，晶闸管的导通角很小，使得系统的功率因素很低，并产生较大的高次谐波电流，引起电网电压波形畸变，殃及附近的用电设备。如果采用晶闸管整流装置的调速系统在电网中所占容量比重较大，将造成所谓的“电力公害”。为此，应采取相应的无功补偿、滤波和高次谐波的抑制措施。
    （4）晶闸管整流装置的输出电压是脉动的，而且脉波数总是有限的。如果主电路电感不是非常大，则输出电流总存在连续和断续两种情况，因而机械特性也有连续和断续两段，连续段特性比较硬，基本上还是直线；断续段特性则很软，而且呈现出显著的非线性。
由于以上种种原因，因此选择了脉宽调制变换器进行改变电枢电压的直流调速系统。

3.1.2 选择PWM控制系统的理由
脉宽调制器UPW采用美国硅通用公司（Silicon General）的第二代产品SG3525，这是一种性能优良，功能全、通用性强的单片集成PWM控制器。由于它简单、可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调试，故获得广泛使用。
PWM系统在很多方面具有较大的优越性 ：
1） PWM调速系统主电路线路简单，需用的功率器件少。
2） 开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。
3） 低速性能好，稳速精度高，调速范围广，可达到1：10000左右。
4） 如果能够与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强。
5） 功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高。
6） 直流电源采用不可控整流时，电网功率因数比相控整流器高。
3.1.3 采用转速电流双闭环的理由
同开环控制系统相比，闭环控制具有一系列优点。在反馈控制系统中，不论出于什么原因（外部扰动或系统内部变化），只要被控制量偏离规定值，就会产生相应的控制作用去消除偏差。因此，它具有抑制干扰的能力，对元件特性变化不敏感，并能改进系统的响应特性。由于闭环系统的这些优点因此选用闭环系统。
单闭环速度反馈调速系统，采用PI控制器时，能够保证系统稳态速度误差为零。可是如果对系统的动态性能要求较高，如果要求快速起制动，突加负载动态速降小等，单闭环系统就难以满足要求。这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照要求来控制动态过程的电流或转矩。另外，单闭环调速系统的动态抗干扰性较差，当电网电压波动时，必须待转速发生变化后，调节作用才能产生，因此动态误差较大。
在要求较高的调速系统中，一般有两个基本要求：一是能够快速启动制动；二是能够快速克服负载、电网等干扰。经过分析发现，如果要求快速起动，必须使直流电动机在起动过程中输出最大的恒定允许电磁转矩，即最大的恒定允许电枢电流，当电枢电流保持最大允许值时，电动机以恒加速度升速至给定转速，然后电枢电流立即降至负载电流值。如果要求快速克服电网的干扰，必须对电枢电流进行调节。
以上两点都涉及电枢电流的控制，因此自然考虑到将电枢电流也作为被控量，组成转速、电流双闭环调速系统。

3.2 系统设计
3.2.1主电路设计
根据设计任务可知，要求系统在稳定的前提下实现无静差调速，并要求较好的动态性能，可选择PI控制的转速、电流双闭环直流调速系统，以完全达到系统需要。转速、电流双闭环直流调速系统框图如图3-1所示。

图3-1 转速、电流双闭环调速系统系统框图

两个调节器的输出均带限幅作用的,转速调节器ASR的输出限幅电压决定了电流给定电压的最大值，电流调节器ACR的输出限幅电压限制了电力电子电换器的最大输出电压。双闭环直流调速系统原理框图如下图3-2所示：
图3-2 双闭环直流调速系统原理框图

图3-3 系统实际动态原理框图
3.2.2系统稳态分析
P调节器的输出量总是正比于其输入量，而PI调节器则不然，其输出量在动态过程中决定于输入量的积分，到达稳态时，输入为零，输出的稳态值与输入无关，而是由它后面环节的需要决定的。根据各调节器的给定与反馈值计算有关的反馈系数
转速反馈系数 （1—1）
电流反馈系数 （1—2）
本设计取最大允许电流 Idbl=1.5IN
调节器输入输出电压：Unm*=10V , Uim*=10V , Ucm=10V
3.2.3电流调节器的设计
3.2.3.1电流环的简化
在图3-2虚线框内的电流环中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉，这将给设计工作带来麻烦。实际中，对电流环来说，反电动势是一个变化比较慢的扰动，在电流的瞬变过程中，能够认为反电动势基本不变，即ΔE0.其中忽略反电动势对电流环的近似条件是
（1—3）
式中 ——电流环开环频率特性的截止频率。
如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改为，则电流环便等效成单位负反馈系统，如图3-4(b)所示，从这里能够看出两个滤波时间常数取值相同的方便之处。
最后，由于和一般都比小得多，能够当作小惯性群而近似看作是一个惯性环节，其时间常数为
（1—4）
则电流环结构框图最终简化成图3-4(c)所示。简化的近似条件为
（1—5）

(a)

(b)

(c)
图3-4电流环的动态结构框图及其简化
(a)忽略反电动势的动态影响 (b)等效成单位
负反馈(c)小惯性环节近似处理

3.2.3.2电流调节器的设计
从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，由图3-4c能够看出，采用Ｉ型系统就够了。再从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要的因素。为此，电流环应跟随性能为主，即应选用典型Ｉ型系统。
图3-4c 表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型Ｉ型系统，显然应采用PI型的电流调节器，其传递函数能够写成
（1—6）
式中 ——电流调节器的比例系数；
——电流调节器的超前时间常数。
为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择
（1—7）
则电流环的动态结构框便成为图3-5所示的典型形式，其中
（1—8）

图3-5 校正成典型Ｉ型系统的电流环动态结构框图
上述结果是在一系列假定条件下得到的，现将用过的假定条件归纳如下，以便具体设计时校验。
（1） 电力电子变换器纯滞后的近似处理
（1—9）
（2） 忽略反电动势变化对电流环的动态影响
（1—10）
（3） 电流环小惯性群的近似处理
（1—11）

3.2.3.3电流调节器的参数计算
由式（1-5）能够看出，电流调节器的参数是和，其中已选定，见式（1-6），待定的只有，可根据所需要的动态性能指标选取。根据电流超调量，由表1，可选ξ和的值。一般，取ξ=0.707，，则
（1—12）
表1 典型Ｉ型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系

参考关系KT
0.25
0.39
0.5
0.69
1.0
阻尼比ξ
1.0
0.8
0.707
0.6
0.5
超调量δ
0%
1.5%
4.3%
9.5%
16.3%
上升时间

6.6T
4.7T
3.3T
2.4T
峰值时间

8.3T
6.2T
4.7T
3.6T
相角稳定裕度γ

截止频率
0.243/T
0.367/T
0.455/T
0.596/T
0.786/T
再利用式（1—7）和式（1—6）得到
（1—13）
如果实际系统要求的跟随性能指标不同，式（1—11）和式（1—12）当然应作相应的改变。另外，如果对电流环的抗扰性能也有具体的要求，还得再校验一下抗扰性能指标是否满足。

3.2.3.4电流调节器的实现
含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型电流调节器原理图如图3-6所示。图中为电流给定电压。为电流负反馈电压，调节器的输出就是电力电子变换器的控制电压。

图3-6 含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型电流调节器原理图
根据运算放大器的电路原理，能够容易地导出
（1—14）
（1—15）
（1—16）
3.2.3.5电流调节器参数计算
由公式（1-6）得电流调节器传递函数为，要求得具体参数，则需要知道及，为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择,则由公式（1-8）可得到电流环放大系数，要求<5%即可取=0.5有，则可得到
（1-29）
其中，选取时间常数，（整流装置滞后时间常数）, (电流滤波时间常数)，则有；;，
;
则可求得
则有电流环传递函数为：
（1-30）
此时电流超调量=4.3%，小于5%，符合系统要求。校验近似条件，电流环截止频率。根据式（1-9），满足近似条件。根据式（1-10），满足近似条件。根据式（1-11） ，满足近似条件。
根据前面设计的参数进行电流调节器的参数计算，如图3-6所示
令 根据公式（1—14）（1—15）（1—16）
能够求出 、 、
3.2.4转速调节器的设计
3.2.4.1电流环等效传递函数
由校正后的电流结构框图可知
（1—17）
忽略高次项，可降阶近似为
（1—18）
近似条件为
（1—19）
式中 ——转速环开环频率特性的截止频率。
接入转速环内，电力换等效环节的输入量为，因此电流环在转速环中应等效为
（1—20）
这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，能够近似地等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节。
3.2.4.2转速调节器的结构选择
把电流环的等效环节接入转速环后，整个转速控制系统的动态结构框图如图3-7a所示。和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成，再把时间常数为和的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节，其中
（1—21）
则转速环结构框图可简化成图3-7b
由于需要实现转速无静差，而且在后面已经有一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，因此应该设计成典型Ⅱ型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。由此可见，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为
（1—22）
式中 ——转速调节器的比例系数；
——转速调节器的超其时间常数。

（a）

（b）

（c）
图3-7 转速环的动态结构框图及其简化
（a）用等效环节代替电流环（b）等效成单位负反馈系统和
小惯性系统的近似处理（c）校正后成为典型Ⅱ型系统
这样，调速系统的开环传递函数为

不考虑负载扰动时，校正后的调速系统动态结构框图如图3-7c所示。

3.2.4.3转速调节器参数计算
转速调节器的参数包括和。按照典型Ⅱ型系统的参数关系，有
（1—23）
（1—24）
因此
（1—25）
至于中频宽h应选择多少，要看动态性能的要求决定，一般选取h=5为好。
3.2.4.4转速调节器的实现
含给定滤波和反馈滤波的PI型转速调节器的原理图如图3-8所示，图中为转速给定电压，为转速负反馈电压，调节器的输出是电流调节器的给定电压 。

图3-8含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器
与电流调节器相似，转身调节器参数与电阻、电容值的关系为
（1—26）
（1—27）
（1—28）

3.2.4.4转速调节器参数计算
由公式（1-22）可知转速调节器的传递函数为，又由式（1-21）及（1-23）可求得
（1-31）
选取，选取（转速滤波时间常数），则可得
由公式（1-24）及（1-25）可求转速环开环增益K及转速调节器ASR的比例系数，其中

(1-32)
其中Tm=0.07s；；;
；
则可求得，则求得转速调节器闭环传递函数为：
（1-33）
在退饱和的情况下，计算转速超调有
（1-34）
在h=5时有=81.2%；=1.1；=0.07s； =0.0162s；=0.133；空载启动时有；
即可求得：
由此可见转速超调量小于要求的8%。
近似条件校验：
转速环截止频率
根据式（1-19），满足简化条件。
根据前面设计的参数进行转速调节器的参数计算
令 根据公式（1—26）（1—27）（1—28）
能够求出 ，，
电路图如图3-8所示。

4系统主电路设计
4.1电路组成及系统分析
直流脉宽调速电路原理图如图5-1所示, 其中直流斩波电路可看成降压型变换器和升压型变换器的串联组合,采用IGBT作为自关断器件,利用集成脉宽调制控制器SG3525产生的脉宽调制信号作为驱动信号,由两个IGBT及其反并联的续流二极管组成。

图5-1 PWM直流调速系统总电气图

4.2电路总体介绍
单相220 V交流电经桥式不控整流电路，滤波电路变成直流电压加在P、N两点间，直流斩波电路上端接P点，下端接N点，中点公共端(COM)(如图5-1所示)。若使COM端与电机电枢绕组B端相接，A端接N，可使电机正转。若T2截止，T1周期性地通断，在T1导通的T0时间内，形成电流回路P—T1一B—A—N，此时>0， >0；在T1截止时由于电感电流不能突变，电流 AB经D2续流形成回路为B-A-D2-B，仍有UBA>0，IBA>0，电机工作在正转电动状态(第一象限)，T1，D2构成一个Buck变换器。若T1截止，电流反向，T2周期性地通断，在T2导通的T0时间内，形成电流回路A—T2一B—A；在T2截止时，由于电感电流不能突变，电流 AB经D1续流形成回路为A—D1一P—N— A，此时>0，<0，电机工作在正转制动状态(第二象限)，T2，D1构成一个Boost变换器。只要改变T1，T2导通时间的大小，即改变给T1，T2所加门极驱动信号脉冲的宽度，即可改变UAB和IAB的大小调控直流电动机的转速和转矩。若使COM 端与电机电枢绕组B端相接，A端接N，可使电机工作在正转电动或制动状态(I，Ⅱ象限)，若使COM端与A相接而B端接N，可使电机工作在反转电动或制动状态(II，IV象限)。正转或反转状态电机电枢绕组的连接经过状态开关进行切换。这样仅用两个开关器件就可实现电机的四象限运行。电机的转速经测速发电机以及FBS(转速变换器)输出到ASR(转速调节器)，作为ASR的输入并和给定电压比较，组成系统的外环，ASR的输出作为ACR(电流调节器)的输入并和主电路电流反馈信号进行比较作为系统的内环。由于电流调节器的输出接到SG3525的第2脚，R2为限流电阻，因此要求电流调节器再经过一个反号器的输出电压的极性必须为正，转速调节器的输出作为电流调节器的给定则又要求其输出电压信号为正，最后转速调节器的给定选择了负极性的可调电压，如图5-1所示。ASR和ACR均采用PI调节器，利用电流负反馈与速度调节器输出限幅环节的作用，使系统能够快速起制动，突加负载动态速降小，具有较好的加速特性。
4.3 PWM变换器介绍
脉宽调速系统的主要电路采用脉宽调制式变换器，简称PWM变换器。PWM变换器有不可逆和可逆两类，可逆变换器又有双极式、单极式和受限单极式等多种电路。
可逆PWM变换器主电路的结构形式有T型和H型两种，其基本电路如图5-7所示

图5-7可逆PWM变换器电路
（a）T型PWM变换器电路　　 （b）H型PWM变换器电路。

T型电路由两个可控电力电子器件和与两个续流二极管组成，所用元件少，线路简单，构成系统时便于引出反馈，适用于作为电压低于50V的电动机的可控电压源；可是T型电路需要正负对称的双极性直流电源，电路中的电力电子器件要求承受两倍的电源电压，在相同的直流电源电压下，其输出电压的幅值为H型电路的一半。H型电路是实际上广泛应用的可逆PWM变换器电路，它由四个可控电力电子器件（以下以电力晶体管为例）和四个续流二极管组成的桥式电路，这种电路只需要单极性电源，所需电力电子器件的耐压相对较低，可是构成调速系统的电动机电枢两端浮地。
  H型变换器电路在控制方式上分为双极式、单极式和受限单极式三种。
（1）双极式可逆PWM变换器：
   双极式可逆PWM变换器的主电路如图5-7（b）所示。四个电力晶体管分为两组，VT1和VT4为一组，VT2和VT3为一组。同一组中两个电力晶体管的基极驱动电压波形相同，即，VT1和VT4同时导通和关断；，VT2和VT3同时导通和关断。而且，和，相位相反，在一个开关周期内VT1，VT4和VT2，VT3两组晶体管交替地导通和关断，变换器输出电压在一个周期内有正负极性变化，这是双极式PWM变换器的特征，也是“双极性”名称的由来。
  由于电压极性的变化，使得电枢回路电流的变化存在两种情况，其电压、电流波形如图5-8所示。

图5-8双极式PWM变换器电压和电流波形
（a）电动机负载较重时 （b）电动机负载较轻时

如果电动机的负载较重，平均负载电流较大，在时，和为正，VT1和VT4饱和导通；而和为负，VT2和VT3截止。这时，加在电枢AB两端，电动机处于电动状态。在时，和为负，VT1和VT4截止；和为正，在电枢电感释放储能的作用下，电枢电流经二极管VD2和VD3续流，在VD2和VD3上的正向压降使VT2和VT3的c-e极承受反压而不能导通，,电动机仍处于电动状态。有关参量波形图示于图5-8（a）。
  如果电动机负载较轻，平均电流小，在续流阶段电流很快衰减到零，即当时，。于是在时，VT2和VT3的c-e极两端失去反压，并在负的电源电压（）和电动机反电动势E的共同作用下导通，电枢电流反向，电动机处于反接制动状态。在（）时，和变负，VT2和VT3截止，因电枢电感的作用，电流经VD1和VD4续流，使VT1和VT4的c-e极承受反压，虽然和为正，VT1和VT4也不能导通，电动机工作在制动状态。当时，VT1和VT4才导通，电流又沿回路1流通。有关参量的波形示于图5-8（b）。
这样看来，双极式可逆PWM变换器与具有制动作用的不可逆PWM变换器的电流波形差不多，主要区别在于电压波形；前者，无论负载是轻还是重，加在电动机电枢两端的电压都在和之间变换；后者的电压只在和0之间变换。这里并未反映出“可逆”的作用。实现电动机制可逆运行，由正、负驱动电压的脉冲宽窄而定。当正脉冲较宽时， ，电枢两端的平均电压为正，在电动运行时电动机正转；当正脉冲较窄时，，平均电压为负，电动机反转。如果正、负脉冲宽度相等，，平均电压为零，电动机停止运转。因为双极式可逆PWM变换器电动机电枢两端的平均电压为

  若仍以来定义PWM电压的占空比，则双极式PWM变换器的电压占空比为

改变即可调速，的变化范围为。为正值，电动机正转；为负值，电动机反转；，电动机停止运转。在时，电动机虽然不动，但电枢两端的瞬时电压和流过电枢的瞬时电流都不为零，而是交变的。这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增加了电动机的损耗，当然是不利的。可是这个交变电流使电动机产生高频微振，能够消除电动机正、反向切换时的静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用，有利于快速切换。

4.4主电路参数计算及选型 

4.4.1整流部分的参数

变压器和滤波电容的选择
整流部分是用的不控整流，设变压器原边电压为U1副边电压为U2，Ud是静电容滤波后的电压。
则当空载时相当于电阻无穷大，Ud=1.414U2,zh重载时Ud=0.9U2
再设计时根据负载的情况选择C使
RC≧（3-5）*T/2 （5—1）
T是交流电源的周期，此时Ud=1.2U2
取Ud=300V，U2=250V，假设交流输入侧是220V 50HZ的工频交流电
则变压器的变比为220/250=0.88，变压器容量S=250*55.5=13875W,取20kW。滤波电容C= 0uF实际能够取小一点，电压450V，正常工作时电流为37A，最大时为1.5In=55.5二极管承受的最高电压为1.414U2=353.5V，流过的电流I=0.5Id，因此能够选择相应的电力二极管KBPC50-10（1000V，50A） 。

4.4.2 IGBT管的参数
IGBT（Insulated Gate Bipolor Transistor）叫做绝缘栅极双极晶体管。这种器件具有MOS门极的高速开关性能和双极动作的高耐压、大电流容量的两种特点。其开关速度可达1mS，额定电流密度100A/cm2，电压驱动，自身损耗小。设计中选的IGBT管的型号是SGL160N60UFD,它的参数如下：
极限电压Vm：600V
极限电流Im：160 A
耗散功率P：250 W
驱动电压：±20V

4.4.3 缓冲电路参数
如图5-7(b)所示，H桥电路中采用了缓冲电路，由电阻和电容组成。 IGBT的缓冲电路功能侧重于开关过程中过电压的吸收与抑制，这是由于IGBT的工作频率能够高达30-50kHz；因此很小的电路电感就可能引起颇大的，从而产生过电压，危及IGBT的安全。逆变器中IGBT开通时出现尖峰电流，其原因是由于在刚导通的IGBT负载电流上叠加了桥臂中互补管上反并联的续流二极管的反向恢复电流，因此在此二极管恢复阻断前，刚导通的IGBT上形成逆变桥臂的瞬时贯穿短路，使出现尖峰，为此需要串入抑流电感，即串联缓冲电路，或放大IGBT的容量。

缓冲电路参数计算：C=2I*T/(9*U) （5—2）
I是最大负载电流本设计取60A，T是电流从I降为零所用的时间根据所用的IGBT
的数据手册可得到T=300ns，U是器件关断时承受的电压U=230V。
因此C=1.739nf
根据RC=(1/3-1/5)*Ton
取Ton=0.5T
因此R=28.752Ω
4.4.4 平波电抗器参数
1.平波电抗器的额定电流
平波电抗器的额定电流ILN可按下式选择
ILN=IMN (A)
式中：IMN：由整流器供电的电动机的额定电流 (A)
2 .平波电抗器的微分电感
平波电抗器的微分电感L可按下式选择
L=[KmdKUVUVΦ/(δIMN )]-LM-KLLT (mH)
式中：UVΦ：由变频器或逆变器供电的电动机的额定电压 (V)
δ：允许的电流脉动率
IMN：由整流器供电的电动机的额定电流 (A)
LM：电动机电枢回路电感 (mH)
LT：整流变压器漏感(折合到二次侧)或进线电抗器电感 (mH)
Kmd、KUV、KVΦ：计算系数
在报价或初步估算时，对于三相桥式整流系统，也可根据平波电抗器的额定电流ILN直接从下面的表3.1~表3.2中选择平波电抗器。表3.1是铁心电抗器，表3.2是空心电抗器。铁心电抗器体积小，但微分电感值与电流有关。空心电抗器体积大，但微分电感值与电流无关。一般小电流时选铁心电抗器，电流大时铁心电抗器较贵，多选择空心电抗器。
表5.1 铁芯平波电抗器 额定电压：1.2kV 型号：PKG3-1.2
ILN (A)
10
20
31.5
50
80
100
125
L (mH)
160
112
63
45
31.5
25
20
订货号
K425-015
K425-043
K425-052
K425-067
K425-089
K425-112
K425-140

160
200
315
360
450
560
630
800
16
12.5
10
8
6
4.5
3.6
2.8
K425-165
K425-177
K425-222
K425-223
K425-239
K425-254
K425-255
K425-282

1000
1250
160