简易调频发射机设计.doc

《通信基本电路》
课程设计报告

简易传声器调频发射机的设计

专业：电子信息工程
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摘要
随着信息时代对人才高素质和信息化的需求，随着高等教育发展的趋势，人们的生活水平提高，对精神生活的规定也就更高，这对电子领域提出了更高的规定。
本课题设计围绕人们熟悉的调频发射机进行展开，随着经济的飞速发展，调频发射机也进行着高速的更新与换代，性能明显提高，性价比也有所下降，同时在人们的生活中扮演着越来越重要的角色。
这次我们重要来设计一个无线调频发射机，它重要是由西勒振荡器，变容二极管间接调频电路，缓冲放大器，功率放大器组成各单元电路，各单元电路共同作用，最终将已调信号通过天线辐射到空间。
本设计一方面根据设计的规定构建设计的总框图，充足考虑各个单元电路之间的信号传输和阻抗匹配。理解各个规定的参数的意义，针对各参数再分别在各具体电路中加以实现，并且保证电路的正常运营。
该设计开始由西勒振荡器产生70兆赫兹的载频信号，然后一同与音频的放大信号（300Hz-3.4kHz）接入由变容二极管构成的间接调频电路进行调频，之后又通过缓冲隔离级消除级间的影响，使得电路运营的更加稳定，最后用两级功率放大电路对已调波进行功率放大，再由天线发送到空间去。

关键词 振荡器 变容二极管 间接调频 缓冲器 功率放大器
目录
1 选题意义 4
2 系统总体设计与实现的功能 4
2.1 频发射机的重要性能指标 4
2.2 系统总体设计思绪 5
2.3 系统设计流程图 5
2.3.1总设计框图 5
2.3.2 各部分实现的功能 6
3 各部分电路设计及原理分析 6
3.1 西勒振荡级 6
3.1.1西勒振荡级电路设计思绪 6
3.1.2 西勒振荡级电路原理图 7
3.2 变容二极管间接调频电路 8
3.2.1 变容二极管间接调频电路设计思绪 8
3.2.2 变容二极管间接调频电路原理图 11
3.3 缓冲隔离级 12
3.3.1 缓冲隔离级电路设计思绪 12
3.3.2 缓冲隔离级电路原理图 12
3.4 功率激励与末级功放级 13
3.4.1 功率激励与末级功放级电路设计思绪 13
3.4.2 功率激励与末级功放电路原理图 13
4 参数选择 13
4.1 荡级电路参数选择 13
4.2 变容二极管间接调频电路参数选择 14
4.3缓冲级电路参数选择 15
4.4 功率激励级参数选择 16
4.4.1计算电路参数 16
4.4.2计算电路静态工作点 17
4.5 末级功放级参数选择 17
4.5.1基本关系式 17
4.5.2拟定丙类放大器的工作状态 18
4.5.3计算谐振回路及耦合回路的参数 18
4.5.4基极偏置电路 18
5 结论 19
6 心得体会 19
7 参考文献 20

1 选题意义
高频电子线路本是一门较为复杂的电路。其中更有精髓的知识值的我们去学习。同时随着计算机技术与高频电子技术的发展，模拟电子技术，得到广泛应用，在模拟电子电路中特别得到广泛应用，成为现代电子电器必不可少的电子技术。在高频电子线路中，LC振荡电路是无孔不入，无所不在。应用于发射机中，加上简朴的电路及连线，就可以组成各种形式的、任意信号，广泛应用。小功率调频发射机在使用中，控制方法科学、简朴、明了，控制电路及连线简朴、易行，工作稳定性好，从而得到广泛应用。在此，我们就调频发射机的应用作较完整和系统的研究，促进小功率调频发射机的对的使用。
本课程设计结合Multisim软件来对小功率调频发射机电路的设计与调试方法进行研究。Multisim软件能实现从电学概念设计到输出物理生产数据，以及这之间的所有分析、验证、和设计数据管理。今天的Multisim软件已不是单纯的设计工具，而是一个系统 ，它覆盖了以仿真为核心的所有物理设计。使用Multisim、等计算机软件对产品进行辅助设计在很早以前就已经成为了一种趋势，这类软件的问世也极大地提高了设计人员在机械、电子等行业的产品设计质量与效率。
2 系统总体设计与实现的功能
2.1 频发射机的重要性能指标
w 频谱宽度 调频波的频谱从理论上来说，是无限宽的，但事实上，假如略去很小的边频分量，则它所占据的频带宽度是有限的。根据频带宽度的大小，可以分为宽带调频和窄带调频两大类。调频广播多用宽带调频，通信多用窄带调频。
w 寄生调幅 波应当是等幅度，但事实上在调频过程中，往往引起不希望的振幅调制，这称为寄生振幅。显然，寄生振幅应越小越好。
w 抗干扰能力 与调幅制相比，宽带调频的抗干扰能力要强的多。但在信号较弱时，则宜于采用窄带调频。
w 发射功率 指发射机发射到天线上的功率。只有当天线的长度与发射信号的波长相比拟时，天线才干有效地把信号发射出去。波长 与频率 的关系是

式中，c为电磁波传播速度，c=3*108m/s。若接受机的灵敏度VA=2uV，则通信距离s与发射功率Po间的关系为

当发射功率为大于500mW时通信距离为5.08Km以上。
w 总效率 发射机发射的总功率 与其消耗的总功率 PC 之比，称为发射机的总效率 。
w 非线性失真 规定调频发射机的非线性失真系数g 应小于1 %。
w 输出功率 高频功放的输出功率是指放大器的负载RL上得到的最大不失真功率。也就是集电极的输出功率，即

w 效率 常将集电极的效率视为高频功放的效率，用η表达，当集电极回 路谐振时，η的值由下式计算：

w 功率增益 功放的输出功率Po与输入功率Pi 之比称为功率增益，用 AP(单位：dB)表达
2.2 系统总体设计思绪
设计整机方框图的一般原则是，在满足技术指标规定的前提下，应力求电路简朴、性能稳定可靠。单元电路级数尽也许少，以减少级间的互相感应、干扰和自激。由于本题规定的发射功率Po不大，工作中心频率f0也不高，因此晶体管的参量影响及电路的分布参数的影响不会很大，整机电路可以设计得简朴些，设计组成框图如下图所示，各组成部分的作用是：
l 西勒振荡器：产生频率f0=70MHz的高频振荡信号，变容二极管间接调频，最大频偏为10kHz，整个发射机的频率稳定度由该级决定。
l 变容二极管间接调频，当加调制电压时，Cj将随着调制电压的变化而变化，使回路的谐振角频率Wc发生变化，并联谐振回路复阻抗的幅频特和相频特性都将在频率轴上移动，从而实现了间接调频的目的。
l 缓冲隔离级：将振荡级与功放级隔离，以减小功放级对振荡级的影响。由于功放级输出信号较大，当其工作状态发生变化时（如谐振阻抗变化），会影响振荡器的频率稳定度，使波形产生失真或减小振荡器的输出电压。整机设计时，为减小级间互相影响，通常在中间插入缓冲隔离级。缓冲隔离级电路常采用射极跟随器电路。
l 功率激励级：为末级功放提供激励功率。假如发射功率不大，且振荡级的输出可以满足末级功放的输入规定，功率激励级可以省去。
l 末级高频功放：将前级送来的信号进行功率放大，使负载（天线）上获得满足规定的发射功率。假如规定整机效率较高，应采用丙类功率放大器，若整机效率规定不高，而对波形失真规定较小时（小于1%），可以采用甲类功率放大器。但是本设计规定不高，故选用丙类功率放大器较好。
2.3 系统设计流程图
2.3.1总设计框图
图中西勒调频电路和功率激励电路是系统的重要部分。西勒振荡调频电路完毕输出正弦波信号。而缓冲隔离电路是为了减小功放极对振荡极的影响等功能。功放激励是为末级功放提供激励功率。但是假如你的发射功率不是很大，且振荡级的输出功率可以满足末级功放的输入规定，则功率激励级可以省去。本题规定整机效率较高，则我们采用了丙类功放和宽带功放的结合。

图表 2 3--1 调频发射机方框图
2.3.2 各部分实现的功能
w 西勒调频振荡器：产生频率f0=70MHz的高频振荡信号，变容二极管线性调频，最大频偏，整个发射机的频率稳定度由该级决定。
w 缓冲隔离级：将振荡级与功放级隔离，以减小功放级对振荡级的影响。由于功放级输出信号较大，当其工作状态发生变化时（如谐振阻抗变化），会影响振荡器的频率稳定度，使波形产生失真或减小振荡器的输出电压。整机设计时，为减小级间互相影响，通常在中间插入缓冲隔离级。缓冲隔离级电路常采用射极跟随器电路。
w 功率激励级：为末级功放提供激励功率。假如发射功率不大，且振荡级的输出可以满足末级功放的输入规定，功率激励级可以省去。
w 末级功放：将前级送来的信号进行功率放大，使负载（天线）上获得满足规定的发射功率。假如规定整机效率较高，应采用丙类功率放大器，若整机效率规定不高如≤50%而对波形失真规定较小时，可以采用甲类功率放大器。但是本题规定，故选用丙类功率放大器较好。
3 各部分电路设计及原理分析
3.1 西勒振荡级
3.1.1西勒振荡级电路设计思绪
本机振荡器就是高频振荡器，根据载波频率的高低和频率稳定度来拟定电路形式。在频率稳定度规定不高的情况下，可以采用电容反馈三点式振荡电路，如下图所示的克拉泼、西勒电路等。而在频率稳定度规定高的情况下，可以采用晶体振荡器，也可以采用单片集成振荡电路。
(a) （a）克拉波电路 （b）西勒电路
图表3 1--1 振荡级电路
频率稳定度是振荡器的一项十分重要技术指标，它表达在一定的时间范围内或一定的温度、湿度、电压、电源等变化范围内振荡频率的相对变化限度，振荡频率的相对变化量越小，则表白振荡器的频率稳定度越高。
改善振荡频率稳定度，从主线上来说就是力求减小振荡频率受温度、负载、电源等外界因素影响的限度，振荡回路是决定振荡频率的重要部件。因此改善振荡频率稳定度的最重要措施是提高振荡回路在外界因素变化时保持频率不变的能力，这就是所谓的提高振荡回路的标准性。
提高振荡回路标准性除了采用稳定性好和高Q的回路电容和电感外，还可以采用与正温度系数电感作相反变化的具有负温度系数的电容，以实现温度补偿作用。
石英晶体具有十分稳定的物理和化学特性，在谐振频率附近，晶体的等效参量Lq很大，Cq很小，Rq也不大，因此晶体Q值可达成百万数量级，所以晶体振荡器的频率稳定度比LC振荡器高很多。
本机放大电路的输出是发射机的载波信号源，规定它的振荡频率应比较稳定。故采用改善的电容三点式振荡器，即西勒振荡器电路。
3.1.2 西勒振荡级电路原理图
Ø 电路图

图表3 1--2 西勒振荡器电路图
Ø 西勒振荡级电路交流通路

图表 3 1--3 西勒振荡级交流等效电路
3.2 变容二极管间接调频电路
3.2.1 变容二极管间接调频电路设计思绪
由于是调频发射机，其频率受到外加调制信号电压调变，因此，回路中的电抗要可以跟调制信号的改变而改变，应用一可变电抗器件，它的电容量或电感量受调制信号控制，将它接入振荡回路中，就能实现调频。最简便、最常用的方法是运用变容二极管的特性直接产生调频波，因规定的频偏不大，故采用变容
二极管部分接入振荡回路的直接调频方式。其原理电路如右所示，它具有工作频率高、固定损耗小和使用方便等优点。
变容二极管Cj通过耦合电容C1并接在LCN回路的两端，形成振荡回路总容的一部分。
因而，振荡回路的总电容C为：

振荡频率为：
加在变容二极管上的反向偏压为：

变容二极管调频

变容二极管运用PN结的结电容制成，在反偏电压作用下呈现一定的结电容（势垒电容），并且这个结电容能灵敏地随着反偏电压在一定范围内变化，其关系曲线称～曲线，如图所示。
~曲线波形图

由图可见：未加调制电压时，直流反偏所相应的结电容为。当调制信号为正半周时，变容二极管负极电位升高，即反偏增长时，变容二极管的电容减小； 当调制信号为负半周时，变容二极管负极电位减少，即反偏减小时，增大，其变化具有一定的非线性，当调制电压较小时，近似为工作在～曲线的线性段，调 制电压线性变化，当调制电压较大时，曲线的非线性不可忽略，它将给调频带来一定的非线性失真。
我们再回到上图，并设调制电压很小，工作在Cj～VR曲线的线性段，暂不考虑高频电压对变容二极管作用。设图用调制信号控制变容二极管结电容

由图4.1-3可见：变容二极管的电容随υR变化。
即：

可得出此时振荡回路的总电容为

由此可得出振荡回路总电容的变化量为：

由式可见：它随调制信号的变化规律而变化，式中的是变容二极管结电
容变化的最大幅值。我们知道：当回路电容有微量变化时，振荡频率也会产生的变化，其关系如下：

式中，是未调制时的载波频率；是调制信号为零时的回路总电容，显然

由上可计算出中心频率：

又得：

频偏：

振荡频率：

调制灵敏度 ：单位调制电压所引起的最大频偏称为调制灵敏度，以 表达单位为 kHz/V，即

为调制信号的幅度； 为变容管的结电容变化时引起的最大频偏。
回路总电容的变化量为

在频偏较小时， 与 的关系可采用下面近似公式，即

∴ p↑，△f ↑ ， ↑，△f ↑。

调制灵敏度：

式中 为回路总电容的变化量；
调制灵敏度 可以由变容二极管Cj-v 特性曲线上VQ处的斜率kc及上式计算。 越大，说明调制信号的控制作用越强，产生的频偏越大。
由此可见：振荡频率随调制电压线性变化，从而实现了调频。其频偏与回路的中心频率f0成正比，与结电容变化的最大值Cm成正比，与回路的总电容C0成反比。
3.2.2 变容二极管间接调频电路原理图

图表 3 2--1变容二极管间接调频电路原理图
3.3 缓冲隔离级
3.3.1 缓冲隔离级电路设计思绪
从振荡器的什么地方取输出电压也是十分重要的。一般尽也许从低阻抗点取出信号，并加入隔离、缓冲级如射极输出器，以减弱外接负载对振荡器幅度、波形以及频率稳定度的影响。射极输出器的特点是输入阻抗高，输出阻抗低，放大倍数接近于1。由于待传输信号是高频调频波，重要考虑的是输入抗高，传输系数大且工作稳定。选择电路的固定分压偏置与自给偏压相结合，具有稳定工作点特点的偏置电路。如下图所示。射极加RW2可改变输入阻抗。
3.3.2 缓冲隔离级电路原理图

图表 3 3--1 缓冲隔离级电路原理图
3.4 功率激励与末级功放级
3.4.1 功率激励与末级功放级电路设计思绪
发射机的输出应具有一定的功率才干将信号发射出去，但是功率增益又不也许集中在末级功放，否则电路性能不稳，容易产生自激。因此要根据发射机的各组成部分的作用，适本地合理地分派功率增益。假如调频振荡器的输出比较稳定，又具有一定的功率，则功率激励级和末级功放的功率增益可适当小些。功率激励级一般采用高频宽带放大器，末级功放可采用丙类谐振功率放大器。缓冲级可以不分派功率。仅从输出功率Po≥250mW一项指标来看，可以采用宽带功放或乙类、丙类功放。由于还规定总效率大于50%，故采用一级宽带放大器加一级丙类功放实现。
3.4.2 功率激励与末级功放电路原理图

图表 3 4—1功率激励与末级功放电路原理图
4 参数选择
4.1 荡级电路参数选择
Ø 参数计算与选择
本西勒振荡器采用的是负电源供电，C2、Lc1、C3构成直流电源滤波器。R1、R2、R4为晶体管的直流偏置电路，用以拟定静态工作点。R3、Lc2构成放大器的负载，Lc2为高频扼流圈。C1为基极旁路电容，C8、C9为输出电容分压器，以减小实际负载对振荡回路的影响。
C4，C5构成正反馈电路，反馈电压取自C5两端电压，C4--C9与L组成谐振回路，故振荡电路构成了改善型电容式三点式振荡器(西勒振荡电路）。
由此可得谐振回路的总电容等于
C=1/(1/C4+1/C5+1/C6)+C7+1/(1/C8+1/C9)
=[1/(1/8.2+1/20+1/2.2)+5+1/(1/10+1/10)] PF
=11.6PF
求得该振荡器的振荡频率为f=1/(2π)=70MHZ
带入求得L=466uH
Ø 仿真结果

图表4 1—1 振荡级仿真结果
4.2 变容二极管间接调频电路参数选择
l 晶体管选取
通过查手册：高频晶体管2sc2668，Vceo=30v，Ic=20mA，Pc=100mW，hFE=40~200，fT=550MHz，fo=70Mhz，而该管的fT≥70MHz，fo <<fT，故可以选用该管。
取R1=60k，R2=20k，R3=3k，R4=2k，Vc=16v，C1=C2=50uF，β=100.
Q点的估算：【工程上一般取VBQ=(3-5)v，I1=(5-10)IBQ】
VBQ≈R2*Vcc/(R1+R2)=20*16/(60+20)=4v。
集电极电流：IcQ≈IEQ=(VBQ-VBEQ)/R4=4/2k=2mA。
IBQ=IcQ/β=2mA/100=0.02mA。
集电极-射极电压：VcEQ=Vcc-ICQ*(R3+R4)=16-2mA*(3k+2k)=6v。
由此与该管的参数进行对比，可知此管可以正常工作。由于晶体管构成载波放大器，他将来自晶体管振荡器的角频率为Wc的载波输入信号进行放大，其输出电压又通过R5，C3加到L和变容二极管所构成的调相电路。
取N1/N2=N，则由变压器的工作原理可得N1/N2=U1/U2。U2=U1*N2/N1(C3，C4为隔直耦合电容，对载波可视为短路。C5，R8构成积分电路。规定C的取值使电容的容抗远小于R,
即满足ΩRC》1。所以取C5=1000uF，R8=100k。由原理可知，用调制电压VΩ控制变容管电容Cj的变化，由Cj的变化实现调谐回路对输入载频fo的相移。
VΩ→Cj→fo´→Δf→ΔΨ
在VΩ=0时，回路谐振于载频fo，呈纯阻性，回路相移ΔΨ=0。
当VΩ≠0时，回路失谐，呈电感性或电容性，得ΔΨ>0或ΔΨ<0
数学表达式： ΔΨ=-arctan(2Q*Δf/fo)
Ψ(Wc)=-arctan【2Q*(Wc-Wo)/Wc】
l 变容二极管的选取
由变容二极管Cj—V特性曲线可知，可以选用变容二极管2cc1c，并且取静态反向偏压VQ=4V，由特性曲线得变容二极管的静态电容为CjQ=75pF。变容二极管的静态偏压VQ由R7，R8所决定，VQ=9*RCj/（RCj+R7+R8）=4V。
当未加调制电压时，Cj=CjQ,Wo=1√L*QjQ。
由于： Ψ(Wc)=-arctan【2Qｅ*(Wc-Wo)/Wc】
当∣Ψ(Wc)∣<30度时，Ψ(Wc)=-2Qe×(Wc-Wo)/Wc。
取Ψ(Wc)=-25度，
ｎ＝U1/U2=(Cj+C5)=1.075
RL｀=n2ＲＬ=(1.0750)2*(100k+100k)=231.1kΩ
Rp=L/C*r (取r=10Ω)
Re=Rp∣∣RL｀
Qe=Re√C/L = 231.1L/(231.1C*r+L) 注（C=CjQ+C5）
则 -25≈-2Qe*【70M－1／√L*CｊＱ】
通过计算可得 L=18.3H
4.3缓冲级电路参数选择
l 估算偏置电路元件：
(1)已知条件：Vcc=+12V，负载电阻RL=325Ω(宽带放大器输入电阻)，输出电压振幅等于高频宽带放大器输入电压振幅，即Uom=1.0V，晶体管为3DG100（3DG6）。3DG100的参数如表C所示。由于取β0=60，晶体管的静态工作点应位于交流负载线的中点，一般取UCEQ=0.5Vcc，ICQ=(3~10)mA。
根据已知条件选取ICQ=4mA,，VCEQ=0.5Vcc=6V，则

(2)R10、Rw2： 取R10=1kΩ，Rw2为1kΩ的电位器。
(3) R8、R9
VEQ=6.0V
VBQ= VEQ+0.7=6.7V
IBQ=ICQ/β0 =66.67uA

取标称值R9=10kΩ。

取标称值R8=8.0kΩ。
(4)输入电阻Ri, 若忽略晶体管基取体电阻的影响，
（RL=325Ω）
(5)输入电压Uim
(6)耦合电容C8、C9
为了减小射极跟随器对前一级电路的影响，C8的值不能过大，一般为数十pF，这里取C8=20pF，C9=0.02uF。
4.4 功率激励级参数选择
功率激励级功放管为3DG130。
4.4.1计算电路参数
(1)有效输出功率PH与输出电阻RH
宽带功率放大器的输出功率PH应等于下级丙类功放的输入功率Pi=25mW， 其输出负载RH等于丙类功放的输入的输入阻抗|Zi|=86Ω。即
PH=25mW，RH=86Ω
(2)实际输出功率PO
设高频变压器的效率η=80%，则Po= PH/η=31.25mW
(3)集电极电压振幅Ucm与等效负载电阻
若取功放的静态电流ICQ=ICm=7mA，则 Ucm= 2Po /ICQ=2Po /ICm=8.93V
约为1.3KΩ
(4)高频变压器匝数比N1/N2

取变压器次极线圈匝数N2=2，则初级线圈匝数N1=6。
(5)发射极直流负反馈电阻R13
取标称值360Ω
(6)功放输入功率Pi
本级功放采用3DG130晶体管，若取功率增益AP=13dB(20倍)，则输入功率

(7)功放输入阻抗Ri
(取 )
若取交流负反馈电阻为10Ω，则
(8)本级输入电压振幅Uim

4.4.2计算电路静态工作点
(1)、

(2)R11、R12 (I1=5~10倍IBQ )
若取基极偏置电路的电流I1=5=5*0.23mA=1.15mA，则

取标称值R12=3kΩ。
为了调节电路的静态工作点，R11可由5.1 kΩ的电阻与10 kΩ的电位器组成。
(3)高频旁路电容C10=0.02uF。
(4)输入耦合电容C9=0.02uF。
此外,还可以在直流电源VCC支路上加高频电源去耦滤波网络,通常采用LC的Π型低通滤波器。电容可取0.01uF,电感可取47uH的色码电感或环形磁芯
绕制。可在输出变压器次级与负载之间插入LC滤波器，以改善负载输出波形。
4.5 末级功放级参数选择
4.5.1基本关系式
如图所示，丙类功率放大器的基极偏置电压-VBE是运用发射机电流的分量Ie0在射极电阻R14上产生的压降来提供的，故称为自给偏压电路。当放大器的输入信号Vi为正弦波时，集电极的输出电流iC为余弦脉冲波。运用谐振回路LC的选频作用可输出基波谐振电压Uc、电流iC1。
(1)集电极基波电压的振幅 Ucm= Icm1RP
式中，Icm1为集电极基波电流的振幅；RP为集电极负载阻抗。
(2)输出功率Po
Po= Ucm.Icm1= Ucm²/(2 RP)
(3)直流功率Pv
Pv= Vcc.Ic0
(4)集电极耗散功率PT
PT= Pv- Po
(5)集电极的效率η
η= Po/ Pv
(6)集电极电流分解系数α(θ)
αn(θ)= Icmn/icmmax
(7)导通角θ
（θ一般取）
4.5.2拟定丙类放大器的工作状态
为了获得较高的效率η和最大的输出功率Po，选丙类放大器的工作状态为临界状态，θ=70，功放管为3DA1。
(1)最佳匹配负载

(2)由Po=0.5 Ucm.Icm1= Ucm2/(2 RP)可得：
集电极最大输出电压Ucm=10.5V
(3)集电极基波电流振幅：Icm1=95.24mA
(4)集电极电流最大值Icm= Icm1/α1(70°)=95.24/0.44=216.45mA
(5)集电极电流直流分量Ic0= Icm*α0(70°)=216.45*0.25=54.11mA
(6)电源供应的直流功率Pv= Vcc* Ic0=649.35mW
(7)集电极的耗散功率PT=Pv-Po=649.35-500=149.35mW(小于PCM =1W)
(8)总效率η=Po/Pv=500/649.35=77.00%
(9)输入功率Pi=25mW
若设本级功率增益Ap=13dB(20倍)，则输入功率Pi=Po/Ap=25mW
(10)基极余弦脉冲电流的最大值Ibm (设晶体管3DA1的β=10)
Ibm= Icm/β=21.64mA
(11)基极基波电流的振幅Ibm1= Ibmα1(70°)=21.64*0.44=9.52mA
(12)基极电流直流分量Ib0= Ibmα0(70°)=21.64*0.25=5.41mA
(13)基极输入电压的振幅Ubm=2Pi/ Ibm1=5.30V
(14)丙类功放的输入阻抗

4.5.3计算谐振回路及耦合回路的参数
输出变压器线圈匝数比N5/N3(解决最佳匹配负载问题)

取N5=2，N3=3。
谐振回路电容C11=100pF
谐振回路电感L

输出变压器初级线圈总匝数比N=N3+N4,设N=8，则N4=5
4.5.4基极偏置电路
(1)发射极电阻R14
由公式

可得

取标称值
(2)高频旁路电容C12=0.01uF。
(3)高频扼流圈ZL2=47uH。
(4)可变电容CT=(5~20)pF。
5 结论
对的选择测试点,减小仪器对被测电路的影响。在高频情况下，测量仪器的输入阻抗及连接电线的分布参数都有也许影响被测电路的谐振频率及谐振回路的Q值，为了减小这种影响，应使仪器的输入阻抗远大于测试点的输出阻抗。
由于功率放大器运用的是折线分析方法，其理论计算为近似值。此外，单元电路的设计计算没有考虑实际电路中分布参数的影响和级间的互相影响，所以电路的实际工作状态与理论工作状态相差较大。
由于工作频率的升高，分布参数及各种耦合与干扰对高频电路的影响，比低频电路更加明显。因此，理论估算的工作状态与实际电路仿真到的状态之间，往往会存在一定的差异。有时，在仿真过程中元件参数甚至需要较大的修改，才干达成预期的效果。所以，高频电路的仿真过程与其设计过程同样重要，有时比设计过程更复杂，除了需要经验以外，更需要细致耐心、弃而不舍的精神。不能暴躁，更不能盲目地更改元件参数，否则事倍功半，达不到预期效果。
电路的安装、调试顺序一般从前级单元电路开始，向后逐级进行。即先将各单元电路彼此断开，从第一级开始调整单元电路的静态工作点，以及交流状态下的性能指标；然后与下一级连接，进行逐级联调，直到整机仿真；最后进行整体电路技术指标测试。
在逐级联调时，往往会出现调试合格的单元电路在联调时性能参数发生很大变化的现象，这时，切不可盲目更改元件参数。故障因素多是由于单级调试时没有接负载，而与下一级连接后，下一级的等效输入阻抗必然对本级性能产生一定的影响；或是所接负载与实际电路中的负载不等效；或是整机的联调又引入了新的分布参数。因此，整体仿真时需仔细分析故障因素。
在整体仿真时，重点应关注整体性能是否达成指标规定。在整体各项指标均达成规定的前提下，中间各别单元电路输出波形的轻度失真是允许的。
随着计算机仿真技术的发展，在电路设计中可运用合适的仿真软件来辅助设计，缩短设计时间。但同时也必须注意到，在电路的实际安装、调试中，特别是高频模拟电路的安装、调试过程中，经常会出现仿真中所不能发现的故障现象，这是由于实际电路环境中各种条件，如电路板材质、元器件参数、温度、湿度、辐射等等因素的不拟定性所导致的结果。而这些条件在仿真软件中是很难模拟的。
6 心得体会
紧张而又繁忙的通信基本电路课程设计过去了，通过这两周的课程设计的实习中,使我受益匪浅。这次课设，使我真正的意识到自己对高频电子线路相关知识的缺少。设计电子线路最重要的一个方面就是要认真，另一方面是要有耐心，；再次是要有清楚的思维，可以理清各个器件之间的关系，明确各个器件的功能；最后还要和同学多交流合作，多参考书籍。通过这次高频电子线路课程设计，我了解并发现了很多设计电路的方法，并且懂得了如何解决错误的方法。拥有足够的耐力和信心，对课程设计每一步的顺利进行极其重要。
通过对高频知识的掌握，初次运用Multisim软件设计了一个小功率调频发射机。我根据先局部后整体的设计方案，先将小信号调幅发射机的各部分电路设计出来，并且单独进行仿真和调试，然后再进行调试并且仿真。在设计各个环节中都碰到了很多问题：一方面，参数的选定很难，课堂上基本上是分析电路的原理功能和计算电路的性能指标，很少亲自选定器件的参数，从资料或网上得到的数据很多都有问题；必须通过修正和调试才干拟定出器件的参数，只有对的的参数，才可以设计出我们所想要的输出结果，参数的对的性可以说决定着设计成功的50%；另一方面，有些时候理论上符合规定的电路，仿真后却得不到相应的结果，特别是整机联接的时候出现了更多问题，也花费了很多时间。当然正是由于问题的出现，我才学到了更多的知识，以及设计的技巧，对Multisim软件的应用也更加纯熟了。出现问题的时候，一方面思考出现问题的环节，然后借助于从图书馆借的几本书，有时候直接上网查询，也请教其他同学，在这个过程中对以前学的知识有了更深刻的了解，也明白了所学知识的应用范围，收获颇丰。
最后，在对的的仿真电路下，做出了小功率调幅发射机的实物，合格地完毕了课设，更重要的是在这个过程中学到了很多东西，培养了自己独立思考和解决问题的能力，培养了动手能力和思考解决问题的能力，也为日后不如社会锻炼培养了各种能力。
通过这次课程设计，我再次感受到理论应用于实际中的难度，结识到理论联系实际的重要性。我做的小功率调幅发射机所应用到的理论知识都是书中经典的知识点，因此对课本知识也有了进一步的理解，也意识到自己对课本知识理解不够到位，知识面不够广，分析电路也有点吃力，我想这对我以后的学习有很大的促进作用。此后，我们会更加地努力学好专业知识，请老师放心。
7 参考文献
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