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单片机控制的高压开关电源设计

摘 要

高压电源在日常的生产、生活中有着广泛的应用，尤其在军事、医疗、射线
类探测器和静电喷涂等技术领域。传统的高压电源多采用线性技术，这种结构形
式造成电源变换效率低，体积大，重量沉，操作维修不方便。随着电源技术的发
展，人们对高压电源的智能化程度、转换效率和带负载能力提出了更高的要求。
智能化开关电源以线性电源无法比拟的特点和优点己经成为电源行业的主流形
式。该技术的应用使高压电源变得体积小、重量轻、效率高、智能化更强。

本论文研究工作针对 X 射线荧光分析装置对供电高压电源在效率、体积和
智能控制等方面的要求，研制了一种以单片机和脉宽调制（PMW）技术为基础
的高压电源。该电源由 STC89C51 单片机控制脉宽调制芯片 TL494，采用单端式
推动，经变压器和倍压整流升压，输出 0~50kV 连续可调电压。该电源采用数字
调节、闭环实时监控、模数电路相互配合，具有通用性强、输出范围宽、稳压精
度高、控制性能优良等特点。

关键词：单片机，开关电源，TL494，高压电源

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Design of the high-voltage switching mode-power
supply based on SCM

Abstract

High-voltage power supply is applied broadly in daily life and production,
especially used in military, medical, class-ray detector and electrostatic spraying.
Tradltional high-voltage power supply mainly adaopts technology of linear power
spuply such type of structure makes the whole effieieney of power supply below,
large, heavy and operation and maintenance which is not convenient.with the
developoment and advancement of power supply technology, the intelligent level,
conversion efficiency and load capacity is higher requirements for the high-voltage
power supply. Intelligent switching power supply has become the mainstream form.
of the power industry with the unmatched features and advantages. Application of the
technology has made the hgh voltage power to become the small size, light weight,
high efficiency and more intelligent.

With the requirements of the efficiency, volume size and intelligent control of the
power supply for the x-ray fluorescence analysis, a high-voltage power supply based
on the technique of SCM and PWM has been developed. It uses STC89C51 SCM to
control TL494, adopts single ended type promote, and puts out changeable voltage
after it boosted by a transformer and voltage multiplying rectifier. The power adopts
digital regulation and closed loop real-time monitoring to cooperated with a analog
circuit, and the power has advantages of strong generality, wide output range, high
stable voltage accuracy, excellent control property, etc.

Keywords: SCM, Switchingmode-powersupply, TL494,
High-voltage power supply

II

单片机控制的高压开关电源设计

第一章 引 言

单片机控制的高压开关电源具有通用性强、输出范围宽、稳压精度高、控制
性能优良等特点。弥补了传统高压电源体积大，效率低等缺点，受到人们的极大
关注。

一、高压直流电源基本原理和应用

高压直流电源是将工频电网电能转变成特种形式高压的一种电子仪器设备，
高压直流电源按输出电压极性可分为正极性和负极性两种。高压直流电源已经广
泛应用于当今的军事、工业、日常生活等领域。回顾高压直流电源发展历史，高
压直流电源最初是将工频电压直接经高压变压器升压后整流滤波[1]，或升压后再
倍压整流后得到高压的，其基本原理如图1.1所示。随着科学技术的发展，高压
直流电源采用了线性技术。

图 1.1 高压直流电源基本原理图

二、开关电源发展历史

随着电子技术的高速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种
类也越来越多。电子设备的小型化和低成本化使电源向轻、薄、小和高效率方向
发展。开关电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展相关[2]，高频
化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁器件。因此开关电
源可以按照作为开关元件的半导体功率器件分成几个阶段：最早的半导体功率器
件，起始于 1958 年的晶闸管，又称 SCR 可控硅整流器，是第一个阶段；60 年

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代出现了快速晶闸管，到 70 年代又研制成功了高压大电流的门级可关断晶闸管
(GTO)、电力巨型晶体管(GTR)，它们都是双极型电力半导体器件，逐渐取代了
传统的 SCR。这些大功率器件与微处理机相互结合，开关电源进入了“自关断
器件”的第二个阶段；由于微电子学科的快速发展，70 年代中后期又出现了 MOS
场效应晶体管，特别是 80 年代问世的功率场效应管 VDMOS(又称“功率
MOSFET”)，以及派生的 MOS 型绝缘栅双极晶体管(IGBT)，其特性和功能更
新发展使功率变换和稳压电源技术发生了新的飞跃，使开关电源技术发展到高频
化、智能化的第三个阶段。

三、高压开关电源简介

20世纪70年代世界电源史上发生了一场革命，即脉宽调制技术在电源领域的
应用。到目前为止，电源的频率已经达到数千Hz，应用先进的准谐振技术甚至可
以达到兆Hz水平。高频化使高压电源体积大幅度的减小，轻巧便携，实用性和
使用方便性明显得到改善。

近几年，随着电子电力技术的发展，新一代功率器件，如MOSFET，IGBT
等应用，高频逆变技术的逐步成熟，出现了高压开关直流电源，同线性电源相比
较高频开关电源的突出特点是：效率高、体积小、重量轻、反应快、储能少、设
计和制造周期短。由于它的优越特性，现在已逐渐取代了传统的高压线性直流电
源。

图 1.2 高压开关电源基本原理图

图1.2是高压开关电源示意图。同图1.1相比较，它采用了脉宽调制技术，PMW

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技术和逆变器技术结合[3]，实现了高压开关直流电源输出电压稳压、调压和保护
功能。它的工作原理是：交流电经整流单元整流、滤波后，变成直流，逆变单元
由控制单元控制，使直流电压逆变成高频方波电压，经高频变压器形成方波电压，
然后经高压整流输出变成直流高压，电压反馈单元将输出的电压和电流信号反馈
到控制单元，只要调整控制单元的设定电压，就可调节直流高压的输出电压。

目前，世界各国正在大力研制开发新型高压高频电源，包含新的电源理论、
新型模块化电路、新型电子器件等，以满足电子设备小型化、高效化和高性能化
的时代发展要求。

四、国内外高压开关电源发展的简单现状

目前，国外高压开关直流电源比较成熟，像 Spellman、Classman 等高压电
源公司已生产出小型化、高效化、智能化的高压直流电源，然而价格比较昂贵，
国内直流高压开关电源研究起步较晚，与先进国家相比有较大差距。尤其在高频、
高性能直流高压开关电源方面，国内还没有形成批量生产能力。

五、高压开关电源发展的中的问题

随着新的电子元器件、新的电磁材料、新的电源变换技术、新的控制理论及
新的专业软件的不断涌现，并不断地被应用于开关电源，使得开关电源的性能不
断提高，特点不断更新，出现了如频率高、效率高、功率密度高、可靠性高等新
特性。现代的高压开关电源有以下几个难点：

1、高频高压变压器体积减小，频率升高，分布容抗变小，绝缘问题和效率
问题需要解决。

2、由于高压电源的频率很高，导致功率开关器件开关频繁，能耗增大，这
就对逆变器的拓扑结构应有所选择。

3、在控制检测部分，高频高压开关电源采用采用了脉宽调制技术和逆变器
等技术，出现了强电弱电间的相互影响加强。检测部位的高压电压（近10kV），
对后续的电子元器件（精密电阻等）提出了更高的性能要求。

六、论文的主要工作

本论文设计了一种作为 X 射线荧光分析装置供电电源的高压开关电源，该
电源采用脉宽调制（PWM）、单端式推动、数字调节、闭环实时监控、模数电
路相互配合，具有体积小、逆变效率高、通用性强、输出范围宽、稳压精度高、

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控制性能优良等特点。电源整机性能指标为：

1、输入 AC220V，输出电压 0~50kV（连续可调），输出电流 0~3mA

2、具有输出过压、过流保护

3、稳定性 0.1%， 波纹系数<0.1%，效率>65%

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第二章 高压开关电路选择与设计

本章主要介绍开关电源的功率转换电路、开关器件、变压器以及倍压电路的
各种形式，选择和设计了我们实验上采用的高压开关电源电路。

一、功率转换与倍压整流电路

在高压开关电源电路中，最关键的部分是功率转换电路和倍压整流电路。在
开关电源中，功率转换电路的基本形式有 5 种，正激式、反激式、半桥式、推挽
式和全桥式[4]。倍压整流电路分为二倍压和多倍压整流电路。下面分别介绍、分
析这些功率转换电路和倍压整流的结构和工作原理。

（一）正激式变换电路

正激式变换电路的结构如图 2.1 所示。由于其储能元件与负载电阻 RL 串联
又称串联型变换电路。

该电路直流电压 U 是由工频交流电源通过电源滤波器、整流滤波器后转换获
得；开关管 S 为绝缘栅双极型晶体管（IGBT）或 MOSFET；T 为高频变压器；L
和 C 组成 LC 滤波器；二极管 D1 为半波整流元件，D2 为续流二极管；RL 为负
载电阻；U0 为输出稳定的直流电压。S 的驱动信号 XH 为 PWM 控制电路输出的
方波。

图 2.1 正激变换电路

当 XH 为高电平使 S 导通时，变压器获得输入电压为 UT=U1，二极管 D1 导
通，D2 截止，此时电源经变压器耦合向负载传输能量，负载上获得电压，滤波
电感 L 储能。当控制电路使 S 截止时，开关管 S 所承受的电压与输入电压相等，
即 US=U1，变压器原、副边输出电压为零。此时，变压器原边在 S 导通时储存
的能量经过线圈 N3 和二极管 D3 反送回电源。而变压器的副边由于输出电压为

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零，所以二极管 D1 截止，电感 L 通过二极管 D2 续流并向负载释放能量，因为
电容 C1 的滤波作用，此时负载上所获得的电压保持不变，输出电压为：

U o = N?U


（2.1）

式中


N ——变压器次、初级的匝数比，N=N2:N1

δ ——占空比，? =

Ton
Toff + Ton


（2.2）

由式（2.1）可看出，输出电压U0仅由电源电压U和方波的占空比D决定。正
激变换电路结构比较简单，易于实现，可适用于中小功率的开关电源。

（二）反激式变换电路

图 2.2 所示为反激式变换电路，其高频变压器 T 既起隔离作用又起电感 L 轭
流的作用，因为它的储能元件与负载 RL 并联，所以又称为并联型变换电路。同
时也可以判断出，同正激式变换电路不同，变压器的磁芯工作在磁滞回线的另一
侧，故称为反激式变换电路。

图 2.2 反激式变换电路

当控制电路使功率开关管 S 导通时，由于同名端的关系，二极管 D1 不导通。
当 S 截止时，变压器的副边绕组产生的感生电动势反向，使 D1 导通，给电容器
充电，同时负载 RL 上产生电压。在此电路中，基极的控制、副边绕组的设计，
都要遵循反激的原则。

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同样地，开关管 S 的耐压和变压器的输入电压与电源输入电压相等，因此反
激变换电路同正激变换电路一样，结构比较简单，易于实现，可适用于中、小功
率的开关电源。

（三）推挽式变换电路

图 2.3 所示为推挽式变换电路，它实际上是两个单端正激式变换电路组合成
推挽方式工作，两只功率开关管 S1、S2 交替导通。其工作过程为：当 S1 导通，
S2 截止时，根据同名端可以判断出，只有 D2 导通，电感 L 的电流逐渐上升；当
S1 截止、S2 导通时，可以判断出，只有 D1 导通，电感 L 的电流也逐渐上升。当
两个开关管都关断时，二极管 D1 与 D2 都导通，各分担一半的电流。

图 2.3 推挽式变换电路

同样可以看出，开关管的耐压和变压器的输入电压与电源输入电压相等，变
压器磁芯工作在磁滞回线的两侧。推挽式变换电路结构相对比较复杂，对驱动电
路的要求较高，但输出功率较大，适用于中、大功率的开关电源。所以，这种变
换电路得到了广泛的应用。

（四）半桥式变换电路

图 2.4 为半桥变换电路原理图，半桥变换电路与正激变换电路不同的是：
由两个功率开关管 S1、S2 构成，二极管 D3、D4 组成全波整流元件。电感 L、电
容 C3 组成 LC 滤波电路，实现对整流输出电压的滤波。

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图 2.4 半桥变换电路

输入电压 U 通过两个同容量的输入电容把 U 转换成为双电源，U1=U2=U/2，
即 A 点的电压 UA 是输入电压 U 的一半。开关管 S1 和 S2 的驱动信号 XH1 和 XH2
由控制电路产生，是互为反相的 PWM 信号。为了防止开关管 S1、S2 同时导通
造成电源短路，驱动信号 XH1、XH2 之间必须具有一定的死区时间，即二者同
时为零的时间。

当 XH1 为高电平时，XH2 为低电平，S1 导通，S2 关断。电容 C1 两端的电
压通过 S1 施加在高频变压器的原边，此时 UT1=U/2，变压器副边所接二极管 D3
导通，D4 截止，整流输出电压与图示 Uo 方向相同，再经 L、C3 滤波得到输出
电压 Uo。当 XH2 为高电平，XH1 为低电平时 S2 导通，S1 关断，电容 C2 两端的
电压施加在高频变压器的原边，此时 UT2=U/2。二极管 D4 导通，D3 截止，整流
输出电压的方向也与图示 Uo 方向相同,在 S1 和 S2 共同关断期间原副边绕组上
的电压为零,即 UT1=0，UT2=0。在二极管 D3、D4 导通期间，电感 L 开始储能。
在开关管 S1、S2 同时截止期间，虽然变压器副边电压为零，但此时电感 L 释放
能量，又由于电容 C3 的作用将使输出电压维持恒定不变。

半桥变换电路同正激、反激式电路不同，在一个开关周期内，前半个周期流
过高频变压器的电流与后半个周期流过的电流大小相等，方向相反。因此，与前
两种电路相比，变压器的磁芯工作在磁滞回线 B-H 的两端，磁芯得到充分利用
又防止了磁饱和，因此高频变压器可以设计得更小而功率更大。在一个开关管导
通时，处于截止状态的另一个开关管所承受的电压与输入电压相等。开关管由导
通转为关断的瞬间，漏感将会引起尖峰电压对 S1、S2 造成影响。为此开关管 S1、
S2 两端各并联一个二极管 D1、D2，可以把漏感引起的尖峰电压箝位，因此开关

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管所承受的电压绝对不会超过输入电压，同时二极管 D1、D2 还作为续流二极管
具有续流作用，而施加在高频变压器上的电压只是输入电压的一半。

半桥变换电路结构相对比较复杂，对驱动电路的要求较高，但输出功率较大，
适用于中、大功率的开关电源。

（五）全桥式变换电路

图 2.5 所示为全桥式变换电路，它用另外两只开关管 S3、S4 将半桥电路中
的两个电解电容 C1 和 C2 取代，并配上相应的驱动电路即可组成全桥变换电路。
变压器副边所接整流二极管 D5、D6 实现全波整流。S1 驱动信号 XH1 与 S4 的 XH1
相同，S2 驱动信号 XH2 与 S3 的 XH3 相同，而且 XH1、XH4 与 XH2、XH3 互为
反相。其输出的电压波形类似半桥电路。

图 2.5 全桥变换电路

当 XH1 与 XH4 为低电平，XH2 与 XH3 为高电平时，开关管 S2 和 S3 导通，
S1 和 S4 关断，电源电压通过 S2 和 S3 施加在高频变压器的原边，此时变压器原
边电压为 UT1=U。当 XH1 和 XH4 为高电平，XH2 与 XH3 为低电平时，开关管 S1
和 S4 导通，S2 和 S3 关断，变压器原边电压为 UT1=-U。与半桥电路相比，原边
绕组上的电压增加了一倍，而每个开关管的耐压仍为输入电压。

开关管 S1、S2、S3 和 S4 的集电极与发射极之间分别反接有箝位二极管 D1 、
D2、D3 和 D4，由于这些箝位二极管的作用是当开关管从导通到截止时使变压器
初级磁化电流的能量以及漏感储能引起的尖峰电压的最高值不会超过电源电压
U，同时还可将磁化电流的能量反馈给电源，从而提高整机的效率。

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全桥变换电路采用了 4 只开关管，结构复杂，对驱动电路的要求很高，但综
合性能最好。在输入电压 U 相等的情形下，较之半桥式变换电路可以输出更大的
功率，因此适用于较大功率的开关电源。

（六）功率转换电路选择

单端电路：它包括正激电路和反激电路，与双端电路的根本区别是高频变压
器仅工作在磁滞回线的一侧。单端电路只有一个开关管，只要一组脉冲激励，不
需要分频，因而控制电路简单，对高压开关管储存时间的一致性要求不高。没有
共同通导问题以及电路的不对称引起高频变压器单向偏磁。但是高频变压器磁芯
仅工作在磁滞回线的一侧，效率和利用率低。

双端电路：包括全桥、半桥和推挽电路。它的优点是高频变压器磁芯仅工作
在磁滞回线的两侧，效率和利用率高，可获得大功率输出。缺点是控制电路复杂。

推挽电路：优点是变压器上直接加输入电源电压，因而只用两个开关管便能
获得较大的功率输出，而且，一对晶体管的发射极相连，两组基极电路无需绝缘，
这样驱动电路就可以简化。缺点是原边绕组只有一半时间工作，高频变压器的利
用率差。

全桥电路：优点是开关管子上施加的最高电压比起推挽式电路要低一半还
多，这就为开关管的选择带来了方便。而且二极管还能将漏感储能归还给输入电
源，也有益于提高效率。缺点是电路使用了四个开关管，需要四组绝缘的基极驱
动电路，不仅电路复杂、元器件多，而且驱动功率成倍增加。

半桥电路：优点是晶体管数量少，驱动功率小。具有抗不平衡能力。缺点是
变压器上加的电压只有输入电源电压的一半。欲得到和全桥推挽电路相同的功
率，开关管子必须流过两倍的电流。

综合以上电路的特点，我们实验上选择简单高效单端电路作为高压开关电源
的功率转换电路。

（七）倍压整流电路

双倍压整流电路：双倍压整流用一个周期内的正负半周分别对电容器C1和
C2充电[5]，使两个电容器都充电到接近整流输入电压的峰值，然后将C1和C2串联
输出，从而在负载上得到两倍的整流输入电压峰值的直流电压。见图2.6。

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图 2.6


二倍压整流电路

其工作原理是：当U2为正半周时，变压器的1端为正，2端为负，二级管D1
导通，于是对C1充电，C1被充电到接近于U2的峰值 2 E2，并基本保持不变。在
此期间，二极管D2处于截止状态，因此，C2不被充电，其两端无电压。在U2负
半周时，变压器2端为正，1端为负，二级管D2导通，C2也被充电到接近U2的峰
值 2 E2。至此，输出电压应为两电容器C1和C2上的电压之和，即变压器次级电
压峰值的两倍。

在这种电路中，每个二级管承受的最大反向电压2 2 E2，而电容上的电压为
2 E2。

图 2.7


多倍压整流电路

三倍压整流电路及多倍压整流电路原理如图2.7所示，它用三个二极管和三
个电容器可以做成三倍压整流电路，其工作原理与双倍压整流电路类似。在第一
个周期内，二级管D1、D2及电容器C1、C2的工作原理与双倍压整流相同，二极
管D3和电容器C3在此其间不起作用。在第二个周期的正半周到来时，变压器次
级又是1端正，2端负，这时D1已重复上述过程，同时由于C2已充有2 2 E2的电
压，此电压与变压器次级电压E2相加，使D3导通，C3充电至接近2 2 E2，于是
在负载上得到的电压为C1和C3上的电压之和，即接近于3 2 E2。需要指出的是
C1、C2和C3的充电电压并不是在第二周期的正半周分别充到 2 E2、2 2 E2和
3 2 E2的，而是在经过几个周期后，C3上的电压才逐渐稳定在其左右。

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电路中每个整流二极管承受的最大反向电压均为2 2 E2，C1上承受的电压
为 2 E2，C2和C3上承受的电压为2 2 E2。依此类推，用n个整流二极管和n个电
容器就可以组成n倍压整流电路。但是由于高阶倍压整流电路带负载能力很差，
输出很小的功率就会导致电压的大幅度跌落。假设输出电流为I，每个电容的容
量为C，频率为f，则电压跌落为[6]：

∆U =

1
6 fC


(2n 3 − 3n 2 + 4n)


(2.3)

输出电压纹波为：

S =

n(n + 1)
4


?

I
fCRL


(2.4)

二、开关元件介绍

(a)


图 2.8


MOSFET 等效电路


(b)

作为起开关作用的主功率管通常是采用图2.8所示的MOSFET，其周围电路
的元件均为其寄生元件，会严重影响MOS管作为开关元件的性能[7]。作为一个开
关元件，主要考虑的是开和关的时间要足够短，以便使其工作于最小电阻和最大
电阻之间，以减小功率消耗。实际的开关时间一般为10-100ns，而电源的开关周
期为20-200ps。开关时间也主要决定于其寄生电容的充放电时间。

另一个重要的寄生参数是栅极电阻，直接影响开关的开通时间，而这个参数
0

值，实际上栅极的域值电压是以-7mV/0C的负温度系数在变化。

还有两个重要的寄生参量是源级电感和漏级电感，其值的大小主要依赖于
MOS管的封装形式，在规格书中，都给出了典型值和MOS管开通时的工作状态。

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一般的规格书都没有提供。栅极的驱动电压域值一般在规格书中提供的是25 C的

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第一阶段输入电容充电，此过程大部分栅极电流给CGS（栅源电容）充电，
极少部分电流流过CGD（栅漏电容），当CGS电压达到开通电压时，CGD上的电
压开始逐渐减小。此过程漏级电流和漏级电压均没有改变，称之为开通延迟。

从第二个阶段开始，漏级电流开始出现，栅极电压从开通电压上升到平台区。
次过程，MOS处于线性工作区，其漏级电流正比于栅极电压。栅极的电流流进
CGS和CGD，漏源电压仍然保持不变。

第三阶段，CGS充电完毕，漏级电压开始下降，栅级电压保持不变。所有的
栅极电流都从CGD流过(CGD通过逐渐导通的沟道放电)。

最后，更高的栅极电压加在CGS和CGD上，促使MOS管完全导通.此阶段的
CGS电压（VDRV）决定了MOS的通态电阻，此过程栅极电流分别从CGS和CGD
流过，漏源电流不变，漏源电压随着开态电阻的减小而减小。

MOS的关断过程正好和上述过程相反。

MOS本身的功耗主要由三部分组成:开、关损耗和导通损耗。

源级寄生电感对开关的性能影响极大，构成源级寄生电感的主要是封装时的
压焊线和出脚的引线电感，此外，电路外边串联的取样电阻也增加了寄生电感。
MOS开关的过程中，给充电的电流要通过这个寄生电感，这会对MOS的开通和
关断造成延时(CGS充、放电的过程将变长)，另外源级寄生电感和输入电容可能
会形成振荡。由此需要在栅极串联一个电阻，依经验该电阻值的选取一般为5-10
欧姆。阻值太小，驱动电压的波形会有一个过冲，但仍能获得较快的开关速度。
阻值太大虽然没有过冲，但对开关的驱动没有任何好处。

源级寄生电感还存在另一个影响，当源级电流迅速变化的时候，源级寄生电
感给栅极电流的变化提供了不利的负反馈。这个过程发生在开通的第二个时间段
和关断的第三个时间段。为了迅速增加漏级电流，必须在源级寄生电感上增大电
压降，这个电压升高，那么变压器上的有用电压就降低，否则会导致源级电流的
变化减慢。此时，栅极电流就通过源级电流在源级寄生电感上的压降，产生了负
反馈，从而使栅极电流的变化也减慢了。

漏级寄生电感也是由封装内的引线电感和与它相连的外部引脚电感产生的。
它的作用相当于给MOS加了一个缓冲器，减少了漏级电流的变化率。虽然可以
减少开通损耗，但大大增加了关断损耗。造成这个的原因主要是自感电动势叠加
在MOS的漏级电压上，影响MOS的导通。

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三、开关管尖峰吸收电路

开关管在高频状态下工作，会产生振荡。为了消除这种寄生振荡[8]，应尽
量减少开关管与各管脚的连线长度，特别是栅极引线的长度。若无法减少其长度，
可以串联小电阻，且尽量靠近管子栅极。同时，由于开关变压器T是感性元件，
所以在开关管截止瞬间，其漏极将产生极高的反峰值电压，容易导致开关管过压
损坏，为此必须设置尖峰吸收回路。图2.9所示为典型的单端变换电路的吸收回
路设计。接在开关管漏极的R3、C1、VD1为吸收网络。当开关管关断时，高频变
压器初级线圈上产生的尖峰电压改为向电容充电，因此，可限制尖峰电压的峰值
以及上升速率，对开关管起保护作用。图中R1既是MOS功率管的栅极限流电阻，
又与R2一起消除功率管工作时产生的寄生振荡。

T

R3

C1


输
出

VD1
端

TL494


R1

R2

图2.9


尖峰脉冲吸收回路

四、高频变压器

高频变压器是高压开关电源的核心部件之一，由于高压电源的变压器工作时
的频率较高，它要求磁芯材料在频率下功率损耗尽可能小[10]；此外，还要求饱
和磁通密度高；随着工作温度的升高，饱和磁通密度的降低尽量小等等。

（一）磁芯材料和结构

根据电源对变压器的要求，大部分高压电源主要采用铁氧体磁芯材料。用铁
氧体磁芯材料结构选择的因素有下列几个方面：

1、漏磁要小，以便能获得小的绕阻漏感。

2、便于绕制，引出线及整个变压器的安装方便，这样有利于生产维护，有
利于散热。

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3、铁氧体磁芯材料的结构形式如环形、U 形、E 形、EI 形、EE 形以及 E
形带有圆柱形中心柱和外腿带有螺钉固定位置等大功率铁氧体磁芯。环形磁芯的
漏磁小，但绕阻的绕制，尤其是副边大电流绕阻的绕制以及引出线和整个变压器
的固定均较麻烦，磁芯的散热也不好，而 U 形磁芯的漏磁较大，E 形磁芯具有圆
柱形中心柱的结构，绕阻的绕制更普通电力变压器的绕阻绕制一样方便，而且，
在整个绕阻高度耦合良好从而减小了漏感。

（二）绕阻计算

高频变压器原副边绕阻计算包括按输入输出电压确定匝数，根据功率确定导
线截面以及校核空载励磁电流等。

1、绕组匝数计算

对于进行方波转换的高频变压器，其基本设计公式为式（2.5）：

N1 =

V1 ?10 8
4BS e f


（2.5）

式中N1为变压器原边绕组匝数（T）；V1为施加在该绕组上的电压幅值，这
里即为输入整流滤波电压（V）；B为工作磁通密度（GS）；Se为磁芯有效面积
（cm2）；f为高频变压器工作频率（Hz）。

或者用导通脉冲宽度来计算，如式（2.6）所示：

N1 =

V1t ON
2BS e


?10 2


（2.6）

其中 tON 为半周期内导通脉冲宽度（us）。

2、校核励磁电流

原边绕组电感量L1可按式（2.7）求得：

L1 =

? 0 ? r N12 S e
le


（H）


（2.7）

其中 ?0 为真空导磁率， ?0 =4 ? ? 10-9H/cm； ? r 为磁芯材料的相对导磁率，
它不是常数，铁氧体的 ? r 约为800-5000，一般可取1500； Se 为磁芯有效截面积
（cm2）； le 为平均磁路长度（cm）。

15

单片机控制的高压开关电源设计

励磁电流的计算公式为式（2.8）：

I ? =

V1t ON
l1


（A）


（2.8）

其中V1 单位为伏（V）， tON 为秒， l1用亨（H）。式中求出的励磁电流 I ? 是
时间 t = tON 时、即半个周期内脉冲终了时励磁电流的幅值，不宜太大，一般在额
定工作电流的10%以下。

（三）绕阻的绕制

高频变压器绕制时需要特别注意分布参数给予的影响，由于它的绕组匝数不
多，同时对波形的要求也不严格，因而，由绕组本身的的分布电容引起问题相应
之下不是主要的。如前所述，漏感将会引起关断电压尖峰，虽然可以用RC吸收
网络加以抑制，但最根本的办法还是在选择磁芯和绕阻绕制时尽可能的减小漏
感。

图 2.10


绕组形式和磁芯结构示意图

图2.10所示的高频变压器原边绕阻的漏感可用式（2.9）表示：

Ls1 =

1.256K Pl1 N1
8

2

h + h2
3


)


（2.9）

其中 l1为原副边绕组的平均匝长（cm）； h1 为原边绕阻厚度（cm）； h2 为副
边绕阻厚度（cm）；h∆ 为原边绕阻间的间距（cm）；b? 为原副边绕组的高度（cm）；

16

10 bw
? (h∆ + 1

单片机控制的高压开关电源设计

K p 是与绕组的绕法以及磁芯参数有关的经验系数。

显而易见，为了得到