正激式开关电源的设计.doc

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7-3 正激式开关电源的设计
中山市技师学院 葛中海
由于反激式开关电源中的开关变压器起到储能电感的作用，因此反激式开关变压器类似于电感的设计，但需注意防止磁饱和的问题。反激式在20～100W的小功率开关电源方面比较有优势，因其电路简单，控制也比较容易。而正激式开关电源中的高频变压器只起到传输能量的作用，其开关变压器可按正常的变压器设计方法，但需考虑磁复位、同步整流等问题。正激式适合50～250W之低压、大电流的开关电源。这是二者的重要区别！

7.3.1 技术指标
正激式开关电源的技术指标见表7-7所示。
表7-7 正激式开关电源的技术指标
项 目
参 数
输入电压
单相交流220V
输入电压变动范围
160Vac～235Vac
输入频率
50Hz
输出电压
VO=5.5V@20A
输出功率
110W

7.3.2 工作频率的确定
工作频率对电源体积以及特性影响很大，必须很好选择。工作频率高时，开关变压器和输出滤波器可小型化，过渡响应速度快。但主开关元件的热损耗增大、噪声大，而且集成控制器、主开关元件、输出二极管、输出电容及变压器的磁芯、还有电路设计等受到限制。
这里基本工作频率选200kHz，则
=5μs
式中，为周期，为基本工作频率。
7.3.3 最大导通时间的确定
对于正向激励开关电源，选为40%～45%较为适宜。最大导通时间为
= （7-24）
是设计电路时的一个重要参数，它对主开关元件、输出二极管的耐压与输出保持时间、变压器以及和输出滤波器的大小、转换效率等都有很大影响。此处，选=45%。由式（7-24），则有
=5μs0.45=2.25μs
正向激励开关电源的基本电路结构如图7-25所示。

图7-25 正向激励开关电源的基本电路结构

7.3.4 变压器匝比的计算
1．次级输出电压的计算
如图7-26所示，次级电压与电压++的关系可以这样理解：正脉冲电压与包围的矩形“等积变形”为整个周期的矩形，则矩形的“纵向的高”就是++，即
（7-25）
式中，是输出二极管的导通压降，是包含输出扼流圈的次级绕组接线压降。
由此可见，图7-26所示A面积等于B面积，C是公共面积，因此，真正加在负载上的输出电压更小。

图7-26 “等积变形”示意图
根据式（7-25），次级最低输出电压为
==14V
式中，取0.5V（肖特基二极管），取0.3V。
2．变压器匝比的计算
正激式开关电源中的开关变压器只起到传输能量的作用，是真正意义上的变压器，初、次级绕组的匝比为
= （7-26）
根据交流输入电压的变动范围160V～235V，则=200V～350V，=200V，所以有
==≈14.3
把式（7-25）、（7-25）整合，则变压器的匝比为
= （7-27）
7.3.5 变压器次级输出电压的计算
变压器初级的匝数与最大工作磁通密度（高斯）之间的关系为
（7-28）
式中，为磁芯的有效截面积（mm2），为最大工作磁通密度。
输出功率与磁芯的尺寸之间关系，见表2-3所示。根据表2-3粗略计算变压器有关参数，磁芯选EI-28，其有效截面积约为85mm2，磁芯材料相当于TDK的H7C4，最大工作磁通密度可由图7-27查出。

图7-27 H7C4材料磁芯的B-H特性
实际使用时，磁芯温度约为100℃，需要确保为线性范围，因此在3000高斯以下。但正向激励开关电源是单向励磁，设计时需要减小剩磁（磁复位）——剩磁随磁芯温度以及工作频率而改变。此处，工作频率为200kHz，则剩磁约减为1000高斯，即磁通密度的线性变化范围为2000高斯。
根据式（7-28），得
=≈26.5匝，取整数27匝。
因此，变压器次级的匝数为
=/==27/14.3=1.9匝，取整数2匝。
当=/=27/2=13.5。根据式（7-27），计算最大占空比为
==≈42.5%
也就是说，选定变压器初、次级绕组分别为27和2匝，为了满足最低输入电压时还能保证输出电压正常，开关电源的最大占空比约为42.5%，开关管的最大导通时间约为2.1μs。下面有关参数的计算以校正后的（=42.5%）和（=2.1μs）。同时，由式（7-26）计算的输出最低电压约为14.8V。
7.3.6 变压器次级输出电压的计算
1．计算扼流圈的电感量
流经输出扼流圈的电流如图7-28所示，则为
= （7-29）
式中，为输出扼流圈的电感（μH）。

图7-28 扼流圈中的电流波形
这里选为输出电流（=20A）的10%～30%，从扼流圈的外形尺寸、成本、过程响应等方面考虑，此值比较适宜。因此，按为的20%进行计算。
=0.2=200.2=4A
由式（7-29），求得
=≈4.6μH
如此，采用电感量为4.6μH，流过平均电流为20A的扼流圈。
若把变压器次级的输出电压与电流波形合并在一起，如图7-29所示。在期间，为幅度14.8V的正脉冲，VD1导通期间扼流圈电流线性上升，电感励磁、磁通量增大；在期间，为幅度的负脉冲（具体分析见下文），VD1截止、VD2导通，扼流圈电流线性下降，电感消磁，磁通量减小。输出给负载的平均电流为20A。稳态时，扼流圈的磁通增大量等于减小量。

图7-29 次级的电压与电流波形
2．计算输出电容的电容量
输出电容大小主要由输出纹波电压抑制为几mV而确定。输出纹波电压由以及输出电容的等效串联电阻ESR ESR，是Equivalent Series Resistance三个单词的缩写，翻译过来就是“等效串联电阻”。ESR的出现导致电容的行为背离了原始的定义。ESR是等效“串联”电阻，意味着将两个电容串联会增大这个数值，而并联则会减少之。
确定，但输出纹波一般为输出电压的0.3%～0.5%。
===15～25mV （7-30）
又
=ESR （7-31）
由式（7-31），求得
ESR===3.75～6.25mΩ
即工作频率为200kHz时，需要选用ESR值6.25mΩ以下的电容。适用于高频可查电容技术资料，例如，用8200μF/10V的电容，其ESR值为31mΩ，可选6个这样的电容并联。另外，需要注意低温时ESR值变大。
流经电容的纹波电流为
==≈1.16A （7-32）
因此，每一个电容的纹波电流约为0.2A，因为这里有6个电容并联。此外，选用电容时还要考虑到负载的变化、电流变化范围、电流上升下降时间、输出扼流圈的电感量，使电压稳定的环路的增益等，它们可能使电容特性改变。
7.3.7 恢复电路设计
1．计算恢复绕组的匝数
恢复电路如图7-30所示。VT1导通期间变压器T1的磁通量增大，T1蓄积能量；VT1截止期间释放蓄积的能量，磁通返回到剩磁。

图7-30 恢复电路（VT1截止时）
电路中T1上绕有恢复绕组，因此VT1截止期间，原来蓄积在变压器中的能量通过VD4反馈到输入侧（暂存）。由于VT1截止期间，恢复绕组两端的自感电压限制为输入电压的数值，惟其如此，VD4才能把存储在中的磁场能转化为电场能反馈到输入侧。这时变压器初级感应电压为
= （7-33）
式中，是的感应电压，极性为上负下正；是的自感电压，极性也是上负下正（等于电源电压）。
若主开关元件的耐压为800V，使用率为85%，即8000.85=680V。
680-350=330V
由式（7-33），求得
=≈28.6匝，取整数29匝。
2．计算RCD吸收电路的电阻与电容
VT1导通期间储存在T1中的能量为
= （7-34）
式中，为变压器初级的电感量。
VT1截止期间，初级感应电压使VD3导通，磁场能转化为电场能，在上以热量形式消耗掉。中消耗的热量为
= （7-35）
因为=，联立式（7-34）、（7-35），整理得
= （7-36）
因为输入电压最高时开关管导通时间最短，把上式中的换成，换成，加在VT1上的最大峰值电压为
=+= （7-37）
由此，求得为
= （7-38）
又，当输入电压时，为
==2.1≈1.2μs
式（7-38）中，初级的电感量是未知数，下面求解。
Al-Value值由磁芯的产品目录提供。EI（E）-28，H7C4的A1-Value值为5950，则
A1-Value= （7-39）
由式（7-39），求得为
=5950=5950≈4.3mH
由式（7-38），求得为
=≈28.2kΩ
式中，加在VT1上的最大峰值电压取680V。
时间常数比周期要大的多，一般取10倍左右，则
=10=10≈1773pF
3．计算主绕组感应电压
当=350V，根据式（7-33），得
=≈325V
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对于正激式开关电源来说，主开关元件导通时变压器励磁，在即将结束时初级绕组的励磁电流为。开关断开时，变压器需要消磁，恢复二极管VD3和绕组就是为此而设，励磁能量通过它们反馈到输入侧。若绕组中蓄积的能量全部转移到绕组中，开关断开瞬间“安·匝相等”原理仍然成立，则绕组的励磁电流为

把=代入上式，得
=
又，绕组的励磁电感与绕组的励磁电感的关系为

恢复二极管VD3变为导通状态，变压器以输入电压进行消磁。为消除=的励磁电流，必要的时间类似=，即

把上式、分别用前两式代入上式，整理得
=
为防止变压器磁饱和，必须在开关断开期间变压器完全消磁，则
=
即

因此，正激变换器的电压变比限制为

比如，本例中=27，=29，则≈0.482（=0.425）。
7.3.8 MOSFET的选用
1．MOSFET的电压峰值
根据式（7-38），计算VT1上的电压峰值为
=350≈690V
实际上，MOSFET的漏-源极之间的还叠加有几十伏的浪涌电压，波形如图7-31所示。

图7-31 加在主开关元件上的电压波形 图7-32 主开关元件上的电压与电流波形
2．MOSFET的电流及功耗
根据变压器安匝相等原理，MOSFET的漏极电流平均值为
==20≈1.48A
根据电感电流的变化量为20%，确定的前峰值和后峰值分别为
=0.9=1.480.9≈1.33A =1.1=1.481.1≈1.63A
式中，、分别是开关管导通期间前、后沿峰值电流，与电流平均值有10%的差值。
VT1的电压和电流波形如图7-32所示，VT1的总功耗为
=
（7-40）
式中，是MOSFET导通电压，一般为在2V以下。
采用功率MOSFET计算功耗时应注意：
（1）PN结温度越高，导通电阻越大，超过100℃时，一般为产品手册中给出值的1.5～2倍。
（2）功率MOSFET功耗中，由于占的比例比较高，必要时加宽进行计算。即在时，采用条件，或者时，采用条件进行计算。另外，在期间，由于功率MOSFET的漏极电流极小，其功耗可忽略不计。
因为=2.1μs，采用MOSFET产品手册中给出的上升时间，采用下降时间。这里，取=0.1μs，=0.1μs，则
=2.1-0.1-0.1=1.9μs
由式（7-40），求得为
=≈5.3W
式中，取1.7V。
结温控制在120℃，环境温度最高为50℃时，需要的散热器的热阻为
==≈12.2℃/W
（7-41）
由此，需要12.2℃/W的散热器，这时，由冷却方式是采用自然风冷还是风扇强迫风冷来决定散热器的大小。散热器大小与温升一例如图7-33所示。

图7-33 功耗与温升的关系
7.3.9 恢复二极管的选用
恢复二极管选用高压快速二极管，特别注意反向恢复时间要短。
1．VD3的反向耐压
在期间VD3反偏，正极相当于接地，加在VD3上的反向电压等于电源电压。当输入电压最大时，VD3反偏电压=350V。
2．VD4的反向耐压
在期间VD4反偏，加在VD4上的反向电压为电源电压与恢复绕组感应电压的叠加，当输入电压最高时，VD4反偏电压为
==350≈726V （7-42）
7.3.10 输出二极管的选用
输出二极管选用低压大电流SBD，特别注意反向恢复时间要短。这是因为MOSFET通断时，由于二极管反向电流影响初级侧的开关特性，功耗增大的缘故。
1．整流二极管VD1的反向耐压
在期间，由于输出滤波电感反激，续流二极管VD2导通，主绕组感应电压=330V；次级电压加在整流二极管VD1的两端，因此，VD1的反向电压为
==325≈24V （7-43）
实际上，开关管截止时有几十伏的浪涌电压叠加在这电压上。
2．续流二极管VD2的反向耐压
在期间VD1导通，加在续流二极管VD2上的反向电压与变压器次级绕组电压的最大值相同，即
==350≈26V （7-44）
实际上，开关管导通时有几V浪涌电压叠加在这电压上。加在VD1、VD2导通上的电压波形如图7-34所示。

（a）整流二极管VD1两端的电压波形 （b）续流二极管VD1两端的电压波形
图7-34 输出二极管电压波形
整流二极管VD1的功耗为
= （7-45）
续流二极管VD2的功耗为
= （7-46）
式中，为反向电流，为反向恢复时间，均采用产品手册上给出的数值。有功耗时，输出二极管的电压和电流波形如图7-35所示。

（a）整流二极管VD1两端的电压波形 （b）续流二极管VD1两端的电压波形
7.3.11 变压器参数的计算
MOSFET的漏极电流平均值为就是变压器初级电流的平均值，因此为
=1.48A
正激式开关电源初、次级的电流同相，且均为梯形波。根据前述梯形波电流的有效值的公式
=
式中，是梯形波电流的前峰值与后峰值的比值，即=/。
本电路就是，就是，则
=/=0.9/1.1≈0.82
初级电流的有效值为
==1.11.48≈0.96A
或用简单公式
==1.48≈0.96A
次级电流的有效值为
==0.96≈12.95A
恢复绕组电流的有效值为
==0.96≈0.89A
自然风冷时电流密度选为2～4（A/mm2），强迫风冷时选为3～5（A/mm2）较适宜。根据电流的有效值，变压器初级绕组使用的铜线Φ0.6，电流密度为3.4（A/mm2），次级绕组使用的铜线0.39，电流密度为4.8（A/mm2），恢复绕组的铜线0.6，电流密度为3.15（A/mm2）。

7.3.12 输出扼流圈的计算
输出扼流圈用磁芯有EI（EE）磁芯、环形磁芯、鼓形磁芯等。设计时注意事项与变压器一样，磁通不能饱和，温升应在允许范围内。使用的磁芯也与变压器一样，采用EI-28，电感量在4.6μH以上。
因为流经线圈中的电流为20A，所以，使用0.5mm9mm的铜条，电流密度为
≈4.44A/mm2
采用上述铜条可以计算出最多只能绕6匝。H7C4材料磁芯的间隙与A1-Value之间的关系如图7-37所示。
由式（7-39），需要的A1-Value值为
A1-Value==≈127
查看图7-37所示曲线A1-Value值，可得间隙为1.4mm。最大磁通密度为
=（A1-Value）10=12710≈1793高斯
磁芯的最大磁通密度与变压器一样，需要在3000高斯以下。

图7-37 间隙与A1-Value之间的关系
正激式开关电源设计参数一览见表7-8。
表7-8 正激式开关电源设计参数一览
项 目
参 数
工作频率
f
200kHz
占空比
Dmin
UImax=155V TONmin=1.35μs D=27.0%
Dmax
UImin=100V TONmax=2.09μs D=41.8%
输出功率
PO
100W
变压器
初级
匝数N1
电感量
电流平均值Ids
电流有效值I1rms
绕组结构
电流密度
27匝
4.3mH
1.48A
0.96A
Φ0.6
3.4A/mm2
次级绕组
匝数
电感量
电流平均值IO
电流有效值I2rms
绕组结构
电流密度
2匝
—
20
12.95A
Φ0.39
4.8A/mm2
恢复绕组
匝数
电感量
电流平均值
电流有效值
绕组结构
电流密度
29匝
—
1.38A
0.89A
Φ0.6
3.15A/mm2
磁芯
型号
有效截面积S
剩磁通密度Bm
最大磁通密度Bm
EI-28
85mm2
1000高斯
3000高斯
开关管
漏-源极最高电压Udsp
功率损耗PQ1
热阻Rfa
400V
7.3W
12.2℃/W
输出滤波电感
匝数
导线
电感量
电流
电流密度
磁通密度Bm
6匝
0.5mm9mm
4.6μH
20A
4.4A/mm2
1793
整流二极管VD1
反向电压Vrd1
24V
续流二极管VD2
最大反向电压Vrd2
26V
恢复二极管VD3
最大反向电压Vrd3
350V
恢复二极管VD4
最大反向电压Vrd4
726V
其中专业理论知识内容包括：保安理论知识、消防业务知识、职业道德、法律常识、保安礼仪、救护知识。作技能训练内容包括：岗位操作指引、勤务技能、消防技能、军事技能。
二．培训的及要求培训目的
安全生产目标责任书
为了进一步落实安全生产责任制，做到“责、权、利”相结合，根据我公司2015年度安全生产目标的内容，现与财务部签订如下安全生产目标：
一、目标值：
1、全年人身死亡事故为零，重伤事故为零，轻伤人数为零。
2、现金安全保管，不发生盗窃事故。
3、每月足额提取安全生产费用，保障安全生产投入资金的到位。
4、安全培训合格率为100%。
二、本单位安全工作上必须做到以下内容：
1、对本单位的安全生产负直接领导责任，必须模范遵守公司的各项安全管理制度，不发布与公司安全管理制度相抵触的指令，严格履行本人的安全职责，确保安全责任制在本单位全面落实，并全力支持安全工作。
2、保证公司各项安全管理制度和管理办法在本单位内全面实施，并自觉接受公司安全部门的监督和管理。
3、在确保安全的前提下组织生产，始终把安全工作放在首位，当“安全与交货期、质量”发生矛盾时，坚持安全第一的原则。
4、参加生产碰头会时，首先汇报本单位的安全生产情况和安全问题落实情况；在安排本单位生产任务时，必须安排安全工作内容，并写入记录。
5、在公司及政府的安全检查中杜绝各类违章现象。
6、组织本部门积极参加安全检查，做到有检查、有整改，记录全。
7、以身作则，不违章指挥、不违章操作。对发现的各类违章现象负有查禁的责任，同时要予以查处。
8、虚心接受员工提出的问题，杜绝不接受或盲目指挥；
9、发生事故，应立即报告主管领导，按照“四不放过”的原则召开事故分析会，提出整改措施和对责任者的处理意见，并填写事故登记表，严禁隐瞒不报或降低对责任者的处罚标准。
10、必须按规定对单位员工进行培训和新员工上岗教育；
11、严格执行公司安全生产十六项禁令，保证本单位所有人员不违章作业。
三、 安全奖惩：
1、对于全年实现安全目标的按照公司生产现场管理规定和工作说明书进行考核奖励；对于未实现安全目标的按照公司规定进行处罚。
2、每月接受主管领导指派人员对安全生产责任状的落