现代电力传动理论与技术第二讲.pptx

,#,单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,现代电力传动理论与技术第二讲,2,第,2,章 电力电子变换器的调制,2.1,引言,目前，在电机驱动中大多采用,电压源型变换器,，主要利用直流侧的电容来暂时存储电能,通过电力电子器件的开关可调制直流电压，最终产生可变电压和可变频率的波形,调制器的作用,是：在用户给定输入的基础上对电力电子开关器件产生所需的,开关信号,为此，引入对电压的时间积分，而这又与采样平均电压,U,(,t,k,),相关,式中,Ts,为给定采样周期，,u,(,t,),为单相负载上的瞬时电压,2-1,3,第,2,章 电力电子变换器的调制,2.1,引言,以上述方式来控制变换器装置有助于准确控制电流，此时负载由用户定义的平均参考电压 供电,若考虑电感,L,和电阻,R,形式的线圈负载中一个采样周期内的磁链增量，此时磁链增量可写为：,相应的负载电流的增量变化（一个采样周期内）可写为：,2-2,2-3,4,第,2,章 电力电子变换器的调制,由此可推导为：,2-4,2-5,忽略磁性饱和效应，根据,2-2,，,2-3,式可以表示为：,根据,2-5,，,控制增量电流的核心问题,就是调制器在每个采样时刻下满足以下条件的能力,2-6,5,第,2,章 电力电子变换器的调制,上式,2-6,表明,变换器的开关状态必须由调制器控制,，以保证平均电压与用户定义的平均参考电压相等。,2.2,单相半桥变换器,半桥变换器包括两个由调制器控制的开关与单相负载,Z,相连，如图,Z,由,L,和,R,并与电源,e,串联电路形式的负载阻抗,两个理想开关分别由,逻辑信号,S,wt,和,S,wb,控制,逻辑,1,对应于导通，,逻辑,0,对应于关断,具有电源和调制器的两个开关半桥,变换器,6,第,2,章 电力电子变换器的调制,2.2,单相半桥变换器,4,种可能的开关组合,：如表所示,半桥,变换器开关状态,在表中的,4,个状态中，,必须避免,在电压源变换器中发生击穿模式（,Shoot-through mode),，以防止电源短路,空闲模式,(Idle mode),通常用使变换器无效，剩下的两个有效开关状态（对应激活模式）互补，因此可以由单个逻辑状态,S,w,表示：,7,第,2,章 电力电子变换器的调制,半桥变换器的输出电压波形如图所示,采样时刻为,设,t,=,t,k,-1,时刻开关函数,S,wt,为,0,，并在,t,=,t,k,-1,+,t,r,时变为,逻辑状态,1,下一个采样间隔内的,t,=,t,k,+,t,f,时刻,S,wt,为,0,，且在,t,r,时,S,w,上升,，而在,t,f,时,S,w,下降,每两个采样周期内开关序列重复，其中,t,r,时,S,w,上升,，而在,t,f,时,S,w,下,半桥,变换器下每个采样周期时刻平均电压的变化,由于负载电压波形的上升沿和下降沿随,t,r,和,t,f,时的函数变化，所以该调制方法称为,双极性,PWM,8,第,2,章 电力电子变换器的调制,由式,2-1,可得到相应的平均电压函数,U,(,t,r,),和,U,(,t,f,),根据式,2-7,，两个采样间隔内的平均电压函数和用户定义参考值如图所示：,2-7a,2-7b,式中,u,DC,为图中变换器的直流母线电压,上述波形构成调制器一个运行周期,T,PWM,=2,T,S,=1/,f,PWM,9,第,2,章 电力电子变换器的调制,所需开关状态,S,w,可通过用户定义的参考平均电压 和式,2-7,定义的平均电压函数相比较获得，使得,t,r,和,t,f,时必须满足式,2-6,的条件,图中,u,(,t,),波形中,绿色和蓝色区域,分别表示变换器产生的实际电压时间之积,图中给出了一个调制器工作周期内开关,S,w,的状态,，其中,红色间隔对应逻辑,1,半桥,变换器下双极性,PWM,策略,10,第,2,章 电力电子变换器的调制,双极性,PWM,半桥变换器的,通用模型,如图所示,具有,2,个,A/D,模块,，分别与参考平均电压值,U,*,（,来自控制器,）和测量的直流母线电压,u,DC,值（,来自变换器模块,）相连,采样直流电压乘以增益,1/2,获得最大采样平均电压值,u,DC,/,2,，该值与三角函数相乘得到,2-7,中定义的函数,U,(,t,),Fig2.4,双极性,PWM,半桥,变换器的通用模型,利用求和模块对两个平均电压,U,和,U,*,进行比较，其输出,用于比较模块，其传递函数为：,若,0,，则比较器输出,=1,若,0,，则比较器输出,=0,比较器的输出即开关函数,S,w,2-8a,2-8b,11,第,2,章 电力电子变换器的调制,2.3,单相全桥变换器,(Single-Phase Full-Bridge Converter),在介绍全桥变换器之前，先引入两个调制参数：,调幅比,m,A,和,调频比,m,f,2-9,2-10,式中 为平均相电压参考值的峰值,式中,f,*,为正弦变化的平均参考电压信号的频率；,f,PWM,为图中三角波的频率，是采样频率,f,s,=1/,T,s,的一半,12,第,2,章 电力电子变换器的调制,Fig2.5 H,桥,变换器,全桥变换器也称,H,桥变换器,，由中的两个半桥变换器构成,假设具有一个单相负载阻抗,Z,（定义同前），在此是由一个虚拟的两项等效负载表示，其中每相负载阻抗为,Z,/2,，且相电流分别为,i,1,=,i,和,i,2,=-,i,13,第,2,章 电力电子变换器的调制,确定,调制策略的关键,是式,2-1,，根据图，可写为：,2-11,式中引入,U,1,(,t,k,),和,U,2,(,t,k,),项，分别表示两个虚拟相的平均电压（每个采样周期的），还可以表示为,2-12a,2-12b,14,第,2,章 电力电子变换器的调制,根据式,2-12,，所需的半桥平均电压参考值,U,*,a,(,t,k,),和,U,*,b,(,t,k,),可写为用户定义平均参考电压,U,*,1,(,t,k,),和,U,*,2,(,t,k,),的形式：,上式中,U,a,(,t,k,),和,U,b,(,t,k,),表示,半桥平均电压,，,U,0,(,t,k,),为,两相虚拟平均电压,2-13a,2-13b,必须施加指定的平均电压才具有上述单相负载，根据式,2-11,，该值为：,2-14,根据式,2-13,，上式还可以表示为：,2-15,15,第,2,章 电力电子变换器的调制,式,2-15,表明虚拟平均电压,U,*,0,(,t,k,),可以任意选择（因为该式中没有出现该值）,图是不对称采样,PWM,的全桥变换器,:(a),无脉冲居中单元的,PWM,和,(b),有脉冲居中单元的,PWM,图中给出了对应所需平均电压,-,时间参考值,U,(,t,k-,1,),T,s,和,U,(,t,k,),T,s,的输出脉冲，在本例中，两个值相同,另外，还给出了在 之间切换的半桥电压,u,a,和,u,b,16,第,2,章 电力电子变换器的调制,从实际应用的角度看，在水平时间轴对称的每个采样周期内，需要慎重选择变换器平均参考电压,U,*,a,(,t,k,),和,U,*,b,(,t,k,),如果要保持该条件，可通过调制器,/,变换器达到最大可能值,U,*,=u,DC,，,也可以通过满足下式条件而达到参考值,U,*,a,(,t,k,),和,U,*,b,(,t,k,),的对称性,2-16,根据式,2-13,，上式可写为：,2-17,17,第,2,章 电力电子变换器的调制,根据上式,2-17,可确定满足,2-16,所需的虚拟平均参考电压,U,*,0,(,t,k,),。其控制结构如图所示，称为,脉冲居中单元模块,2-18,对于此全桥调制器，式,2-16,应写为下式，使得参考值相对于时间轴对称：,18,第,2,章 电力电子变换器的调制,脉冲居中参考值的输入为变量电压,U,*,1,和,U,*,2,，而调制器的输入为,U,*,，根据式,2-14,，该值等于上述两个变量之差。,为方便起见，两个参考值之一可按如下进行选择：,2-19a,由此，脉冲居中模块的输出形式为,2-19b,2-20a,2-20b,19,第,2,章 电力电子变换器的调制,对于,H,桥变换器结构，调制器的通用模型表示如图所示,图中包括提供逻辑信号 和 的两个比较器，这两个逻辑信号用于控制开关,Fig2.8,全桥变换器中双极性,PWM,调制器的通用模型,20,第,2,章 电力电子变换器的调制,2.3,三相变换器,三相变换器由对称平衡星形连接负载组成，该负载与节所述的,3,个半桥变换器相连，如图所示,Fig2.9,三相变换器,根据式2-1和图，三相负载的平均电压（每个采样周期）可表示为,根据式2-13，上式可写为：,其中 为角区间 内的有效电压矢量。,三相比较器输出开关状态,拟采用的方法是引入两个比较器（分别控制开关器件），并对参考电压增加一个平均偏置电压,图中给出了对应所需平均电压-时间参考值U(tk-1)Ts 和U(tk)Ts 的输出脉冲，在本例中，两个值相同,第2章 电力电子变换器的调制,根据式2-13，上式可写为：,第2章 电力电子变换器的调制,两个理想开关分别由逻辑信号Swt和Swb控制,fPWM为图中三角波的频率，是采样频率fs=1/Ts的一半,空闲模式(Idle mode)通常用使变换器无效，剩下的两个有效开关状态（对应激活模式）互补，因此可以由单个逻辑状态Sw表示：,21,第,2,章 电力电子变换器的调制,为了确定变换器中,6,个开关的,切换策略,（对于一个给定的采样周期），需要保证平均负载相电压,U,1,(,t,k,),、,U,2,(,t,k,),和,U,3,(,t,k,),与三相参考电压,U,*,1,(,t,k,),、,U,*,2,(,t,k,),和,U,*,3,(,t,k,),相对应,上述三相参考电压与下式中的,空间矢量平均参考电压,相关,(,功率不变,),2-21,根据式,2-1,和图，三相负载的平均电压（每个采样周期）可表示为,2-22a,22,第,2,章 电力电子变换器的调制,根据式,2-22,，所需的半桥平均参考电压,U,*,a,(,t,k,),、,U,*,b,(,t,k,),和,U,*,c,(,t,k,),可根据用户定义的平均参考电压,U,*,1,(,t,k,),、,U,*,2,(,t,k,),和,U,*,3,(,t,k,),表示为,2-22b,2-22c,式中引入,U,a,(,t,k,),、,U,b,(,t,k,),和,U,c,(,t,k,),表示三相半桥平均电压,2-23a,23,第,2,章 电力电子变换器的调制,根据式,2-21,和,2-23,，将上式写成空间矢量形式,2-23b,2-23c,2-24,上式中第二项包含矢量和为零的值，以及零序平均电压,U,*,0,(,t,k,),，这意味着 后者,U,*,0,(,t,k,),可以任意选择,24,第,2,章 电力电子变换器的调制,相对于半桥平均参考电压的选择，零序平均电压的选择显得无关重要。,但是，需要,慎重选择,U,0,(,t,k,),值,，以保证半桥参考电压的最大值和最小值相对时间轴对称,与全桥调制器方法一样（满足式,2-16,），该条件很容易调整以适应,3,个而不是,2,个变量，从而表达式可写为,2-25,25,第,2,章 电力电子变换器的调制,对式（,2-26,）进一步整理可得下式，进而确定零序平均电压,U,*,0,(,t,k,),根据图，脉冲居中单元可调整为符合,2-27,的三相输出,/,输入结构，如图所示,2-27,根据式,2-23,，上式,2-25,还可写为：,2-26,26,第,2,章 电力电子变换器的调制,27,第,2,章 电力电子变换器的调制,图是三相变换器不对称采样,PWM,的脉冲居中模块使用情况,图,(a),和图,(b),分别给出了未用和采用脉冲居中模块的示例,给出了相对于零母线电压节点在 之间切换的半桥电压,U,a,、,U,b,和,U,c,三相比较器输出开关状态,和 如图所示,28,第,2,章 电力电子变换器的调制,每个采样周期内相应的负载平均参考电压,U,*,1,(,t,i,),、,U,*,2,(,t,i,),和,U,*,3,(,t,i,),可通过标准的三相变换功率不变矢量获得,2-28a,2-28b,2-28c,29,第,2,章 电力电子变换器的调制,三相变换器中双极性,PWM,调制器的通用模型如图所示,30,空间矢量调制,所谓的空间矢量调制是直接在公式,2-21,基础上由,Van der Broeck,等人提出的（,Analysis and realization of a pulsewidth modulator based on voltage space vectorsJ.IEEE Transactions on Industry Applications,1988,24(1):142-150.),采用脉冲居中单元主要是用于最大限度地提高变换器的线性工作区域。根据式,2-21,，这些开关状态和相应的半桥变换器输出可由一组电压空间矢量表示,图中的开关状态表示,8,种可能的变换器开关组合 的一个子集,2-29,由上式可知，,6,个幅值为 的有效电压矢量以,弧度分布，如图所示,31,第,2,章 电力电子变换器的调制,图中的两个零矢量对应于变换器开关组合,000,和,111,，因此变换器,满足式,2-30,条件,的过程可通过确定与,平均参考电压矢量,U,*,相邻的两个有效电压矢量，以及该电压矢量在采样周期,T,s,内必须有效的时间间隔来描述,32,第,2,章 电力电子变换器的调制,该策略的数学表示为,其中 为角区间 内的有效电压矢量。,2-30,另外，配置有效电压矢量所需的总时间必须满足式,2-32,的条件,2-31,2-32,33,第,2,章 电力电子变换器的调制,图中所有子图表示,8,个可能的变换器电压空间矢量，以及采样时刻,t,k,-1,和,t,k,下的平均参考电压矢量。,根据式,2-31,，变换器有效电压矢量 为,由于空间矢量调制方法根据式,2-33,可直接计算给定采样间隔,(,t,i,),内与指定参考电压矢量 相邻的有效电压矢量的保持时间，因此特别适合数字实现,2-33a,34,第,2,章 电力电子变换器的调制,将有效电压矢量 （见式,2-29,）代入式,2-33,，经数学整理后，可得,2-33b,2-34,第2章 电力电子变换器的调制,式中 uDC为图中变换器的直流母线电压,忽略磁性饱和效应，根据2-2，2-3式可以表示为：,但是，需要慎重选择U 0(tk)值，以保证半桥参考电压的最大值和最小值相对时间轴对称,后续章节所讨论的调制策略中均不考虑死区效应,给出了相对于零母线电压节点在 之间切换的半桥电压U a、U b 和Uc,半桥变换器下每个采样周期时刻平均电压的变化,若0，则比较器输出=0,根据上式2-17可确定满足2-16所需的虚拟平均参考电压U*0(tk)。,逻辑1对应于导通，逻辑0对应于关断,对式（2-26）进一步整理可得下式，进而确定零序平均电压U*0(tk),三相比较器输出开关状态,必须施加指定的平均电压才具有上述单相负载，根据式2-11，该值为：,为了确定变换器中6个开关的切换策略（对于一个给定的采样周期），需要保证平均负载相电压U1(tk)、U2(tk)和U3(tk)与三相参考电压U*1(tk)、U*2(tk)和U*3(tk)相对应,图中包括提供逻辑信号 和 的两个比较器，这两个逻辑信号用于控制开关,IEEE Transactions on Industry Applications,1988,24(1):142-150.,前面讨论的变换器均考虑的是采用理想开关，即可实时导通和关断。,35,第,2,章 电力电子变换器的调制,由图可知，式,2-34,表示在 、平面上的一个椭圆，其大小由变量 决定,不同变量,v,下有效电压矢量占空比如图所示，图中,两个占空比之和为,1,36,第,2,章 电力电子变换器的调制,从矢量角度看，变换器工作特点是从一个有效矢量切换到下一个有效矢量，即沿着图中六边形的边界运行,图给出了最大平均电压矢量轨迹和变换器有效矢量图。图中的圆形轨迹由,6,个幅值为 的有效矢量组成的六角形中的最大圆。,37,死区效应,前面讨论的变换器均考虑的是采用理想开关，即可实时导通和关断。因此，开关信号的导通和关断需互补（若某个信号设为逻辑,0,，则另一个为逻辑,0,）,实际中，所采用的半导体开关器件和二极管都需要一定的导通和关断时间。这意味着必须考虑死区时间 对允许完成开关导通或关断的作用，即开关信号设为零的时间。,如果该阶段出错，就会造成对设备产生严重后的击穿模式（表,2-1,）,图是基于,IGBT,的半桥变换器以及电源和调制器结构，两个,IGBT,开关器件和相应的二极管不是理想器件，需要大小为 的导通和关断时间,后续章节所讨论的调制策略中均不考虑死区效应,38,死区效应,由此产生的问题是需要调整通用调制器，以满足最少等于 的死区时间,拟采用的方法是引入两个比较器（分别控制开关器件），并对参考电压增加一个平均偏置电压,2-23b,39,仿真实例,考虑图中半桥变换器结构的具体实现。,2.6.1 PWM,的半桥变换器仿真,40,仿真实例,41,仿真实例,考虑节中所介绍的死区效应，死区时间,2.6.2 PWM,和死区效应的半桥变换器仿真,42,谢谢观看,谢谢观看,