毫米波天线和功分器的研究.pdf

摘要摘要天线技术作为无线通信领域的关键技术之一，对通信系统的整体结构和性能起着举足轻 重的作用.随着通信和导航系统的飞速发展，系统对天线指标的要求也越来越高。微带天线 由于具有低剖面、重量轻和价格低等特点，因而适合于多种应用系统，但是单个微带天线的 增益比较低，波束指向难以改变，因此通常需要采用组成阵列的方式以克服上述不足.目前，高增益、低互耦和宽波束的微带天线阵列已经成为研究和开发热点之一同时，和天线阵相 匹配的功分器也随之广泛应用本文主要研究了用于天线阵的亳米波天线及功分器，主要工作是：1研究设计了三种常用的亳米波天线单元.在分析了相控阵系统对天线的要求的基础上，选择了三种常用的毫米波天线形式：vivaldi天线，对跖天线，双面振子天线，应用电磁仿 真软件对以上三种天线进行具体研究，主要是结构参数，如基板的厚度，贴片的长度、缝隙 的大小和位置等对天线性能的影响。以此为基础，根据仿真结果，将以上三种天线作比较.2、以振子天线作为主要研究对象，借助AnsoftHFSS仿真分析了互耦等天线的指标特性，研制了单个天线单元实物样品并作测试.在上述工作的基础上，研制了 16X1的双面振子天 线阵列，并进行了实测，其指标达到预定要求3、研制了适用于毫米波段的功分器.首先分析威尔金森功分器的原理以及其在亳米波段 不适用的原因，然后在威尔金森功分器模型的基础上提出一种适合在亳米波段使用并且具有 高隔离度的功分器的设计思路，设计出一种适用于亳米波段的一分二功分器,借助于CST仿 真软件设计出基本模型.【关键词】毫米波天线 振子天线功分器东南大学硕士学位论文AbstractAntenna technology,as one of the key technologies of wireless comnuiunications domain,has significant influence on the while configuration and performance of communications systems.With the fast development of communications and navigation systems,the requirements with repect to antenna which system gives become growingly high.Microstrip antenna which has thin section,light weight and low price adapts to various application systems.But for sigle microstrip antenna element,the gain is relatively low and it is challenging to shift the beam direction.Therefore,in order to overcome the drawback above,it is always to adopt the method of microstrip antenna array.Currently,microstnp antenna array which has high gain,low coupling and wide beamwidth has become one of the hottest fields of research and development.Meanwhile,power dividers which are match the antenna array are widely used.In this paper,the research on microwave antenna and power divider used in phased antenna and array would be introduced as follows:(1)Design several microwave antennas.Firstly,analyze the needs of antennas call for by the phased antenna.Then based on the needs of phased antenna system,I select three kinds of microwave antennas:vivaldi antenna,antipodal antenna,double-faced dipole antenna.Then making research on these antennas using simulating software,mainly on structure parametm,such as thickness of plate,length of patch,size and place of slot which may affect the antennas performance.According to the simulating result,after comparing to these three kinds of antennas,we would select an antenna unit suited for the phased antenna array.(2)Based on the comparison to the vivaldi antenna,antipodal antenna double-faced dipole antenna,choose the double-faced dipole antenna to be research object which is suitable for phased antenna array.As phased antenna has special request for the gating lobe,largest scanning angle and the mutual coupling,analyze the main reason which affects the performance of antenna.Develop the antenna samples and finish the test.(3)Develop a 1-2 power divider which can be used normally at millimeter wave band.Firstly,analyze the theory of Wilkinson power divider and its unreliability when working at millimeter wave band.Then based on this,print a new kink of power divider which has better insulator at millimeter wave band Design the basic mode by software CST.Key Words MiHimeter Wave Antenna,Dipole Antenna,Power Divide第1章绪论第一章绪论1.1 毫米波天线概述自从1970年代以来，美日欧等先进国家开始进行毫米波雷达及通讯的研发。以往毫米 波系统都是用于军方及科学界，现今商业用途也慢慢发展起来，如汽车防撞雷达、点对多点 服务(LMDS).卫星网络系统(Teladesic system)、短距点对点通讯、无线区域网络(WLAN)等等1卜7由于毫米波的波长短，因此毫米波器件具有体积小，天线波束窄、抗干扰性佳 等优点.毫米波天线的设计一般采用反射面天线、喇叭天线、平面微带天线阵列、漏波天线及透 镜天线等8卜15反射面天线及喇叭天线属于传统的天线，两者均属于机械式结构，所占 体积较大，天线波束无法用电子扫描(electncal scanning),微带天线阵列为平面结构.容易 与收发电路整合，甚至做成机体电路.同时其平面构造也方便与周围物体结合，减少对外观 的影响，对商业上的应用有正面效益.微带天线一般采用传输线(如微带线或共面波导)饿 电，这些传输线网络分布于整个阵列平面内.在亳米波频段由于传输线损耗较大，溃入线路 的损耗会比较大，馈电线路的损耗会降低整个天线阵列的增益不过这个损耗可以靠TR组 件补偿。在亳米波段，常用的阵列天线单元主要是微带天线.微带天线比常规的微波天线具有更 多的调节参数.微带天线可以设计成各种几何形状和尺寸 一般，微带天线可分为四种基本 类别：微带贴片天线、口径耦合微带天线、印制偶极子天线和微带行波天线.他们各有特点，不能笼统地说哪一种更好.(D微带贴片天线.它由在介质基片一面的任何平面或非平面几何形状的辐射贴片和 另一面的接地面构成.其行为特征就象一个偶极子.典型地，贴片天线的增益为56dB,半 功率波束宽度(HPBW)在7090范围内，(2)口径耦合微带天线。它包括在接地基片的接地面上的一个缝隙，该裂缝可以是任 何形状.口径耦合天线通常是双向辐射器，即它们在缝隙的两侧进行辐射.利用缝隙一个侧 面上的金属反射板就可以获得单向瘠射这种馈电方式是将两种元件进行物理分隔并采用最 佳基片分别用于辐射和馈电.利用不同介电常数基片构成的多层结构，极大地改善了微带天 线的特性.(3)印制偶极子天线.它与矩形贴片天线在几何上的区别在于其长宽比.偶极子的宽 度典型值小于0.05/1.印制偶极子是一种很有吸引力的单元，已在阵列天线中得到广泛的运 用.因为与其它的微带天线相比，它们所占的面积较小.偶极子非常适合于高频，此时基片 的电尺寸可以是厚的.因此，实现了显著带宽.印制偶极子中，馈电机理的选择是很重要的，所以，馈源的考虑也应该包括在天线分析设计中.(4)微带行波天线。目前最常见的微带行波天线是渐变槽线天线和vivaldi行波天线.此类天线正面开槽，背面采用微带线馈电.此类槽线的缝做的相当宽的时候，缝隙就可以辐 射电磁场，一般缝中的波导波长达到自由空间的波长40%的时候，辐射就可以产生.当微带7东南大学硕士学位论文馈线和槽线匹配良好的时候，可以得到很宽的带宽.1.2本文的内容本文的主要工作，1、研究设计了三种常用的毫米波天线单元.在分析了相控阵系统对天线的要求的基础 上，选择了三种常用的亳米波天线形式：vivaldi天线，对跖天线，双面振子天线,接着应 用电磁仿真软件对以上三种天线进行具体研究，主要是结构参数，如基板的厚度，贴片的长 度、缝隙的大小和位置等对天线性能的影响。以此为基础，根据仿真结果，将以上三种天线 作比较.2、以振子天线作为主要研究对象，借助Ansoft HFSS仿真分析了互耦等天线的指标特 性，研制了单个天线单元实物样品并作测试.在上述工作的基础上，研制了 16X1的双面振 子天线阵列，并进行了实测，其指标达到预定要求.3、研制了适用于毫米波段的功分器。首先分析威尔金森功分器的原理以及其在毫米波 段不适用的原因，然后在威尔金森功分器模型的基础上提出一种适合在亳米波段使用的功分 器设计思路，设计出一种适用与毫米波段的1分2功分器。借助于CST仿真软件设计出基 本模型，并在此基础上进行实物测试，其指标达到预定的要求.本文的章节安排如下，第一章为本文的绪论，首先介绍了本文的工作背景，然后对毫米波天线进行了简单的介 绍，最后简要的介绍了本文的主要工作第二章介绍了几种常用的考米波天线单元.首先提出了相控阵对天线的指标要求，然后 根据要求介绍了 vivaldi天线，对跖天线，双面振子天线的设计过程.最后主要分析了仿 真结果，将三种天线分别作了对比，找出比较适合作相控阵天线阵列的单元.第三章介绍了双面振子天线阵列。根据阵列栅滞、最大扫描角以及互耦的要求，设计出 合适的阵列结构.然后给出设计流程：单元组阵、天线单元间互耦分析、实物测试等.第四章介绍了毫米波天线馈电网络的设计.根据实际情况给出在Ka波段能够实现并正 常使用的功分器设计.首先叙述功分器的背景介绍、然后是单元设计、仿真分析等。第五章对本文工作进行总结，并提出下一步的工作设想.8第2章第2章 毫米波天线单元的研究本章主要介绍了几种在毫米波段常用的天线单元；vivaldi天线，对跖天线，振子天线.并根据毫米波相控阵对天线的要求，对以上三种天线分别进行了分析，提出相应的设计方案 借助于电磁仿真软件AnsoftHFSS和CST对每种天线进行了仿真，分析各个天线的具体参 数对输入阻抗和反射系数的影响，给最佳仿真结果。最后根据仿真结果，将三种结构的天线 作比较，根据相控阵天线单元的要求，选择出适合的天线单元，作为进一步研究的对象.2.1 天线单元的指标要求天线要求：a）工作频段：Ka波段（中心频率在35GHz）b）带宽：大于 1GHz（VSIR-10dB）c）定向性：大于5dBd）尺寸：天线宽度小于0.5/12.2 天线尺寸的选择221基板厚度的选择在毫米波级以上频段，天线的性能对基片的厚度和介电常数很敏感”6有效厚度.定 义成后-1）（t是基片的实际厚度，是基片的相对介电常数）.为了让天线性能优良，有效厚度的范围被定义成“00%00034当基片厚度大于有效厚度的上界 时，多余的底板模式将会导致天线性能的退化，同时，天线工作在少且薄的基片上将会导致 方向性的减弱.如果基片厚度太薄，又将导致在毫米波的范围内介质基片的机械厚度很小甚 至是变成薄膜天线.这不仅影响天线性能还增加了机械加工的难度。在工作指标中，我们选 取中心频率35GHz进行计算：其中0.034.c 3xl0g/n/s 3/L=-=-m/35x109/350,=2.2(2.1)(2.2)(2.3)所以 0,03x3/350(斤1)0.03x3/350(先-1)=0.53mm(2.4)9东南大学硕士学位论文由加工精度考虑，选择介质底板的厚度为0.254毫米(0.254mm=lmil)使它符合 0.0054 4 q W 0.034 的条件.2.2.2天线宽度的选择在天线系统中，经常采用阵列天线的形式以满足系统多方面的指标要求，例如有源相控 阵系统，其天线阵列由几百乃至上万个天线单元组成。为了避免棚瓣的出现，根据最大扫描 角的不同，要求天线单元之间的间距与波长的比值小于一定值。满足关系如下：这样随着系统工作频率的增高、波长的变短，天线单元之间的实际间距将变得很小，比 如系统工作在在35GHz,如果天线的最大扫描角是60度，那么天线单元之间的间距要满足(2.5)式：d 4.6mm(2.6)即天线单元之间的距离要小于4.6mm.2.3 vivaldi天线设计2.3.1微带馈线设计随着频率的变化，Vivaldi天线的带宽主要是由于馈电线的槽线的反射所决定的，Akhavan20己经分析过此类的微带传输线到槽线的结构，并且用;1/4的开路线和短路线来 提高天线的带宽.两片相对的金属可以看成是一个电容，并且由于r=L,在高频条件 jcaC下可以看成是短路，这样应用在天线的微带线结构中可以使尽量多的能量馈到正面的槽线中 去.这样就可以使带宽展宽232 vivaldi天线设计尺寸根据以上关于5valdi天线的分析.最后得出vivaldi天线单元(图24)的简单结构。图2 vivaldi天线单元第2章图2所示vivaldi天线单元的介质基片采用Rogus5880,相对介电常数22厚度为 0.254mm 天线尺寸为15.5mrM5.6mm 正面的vivaldi槽线天线的曲线表达式为 y=e3-0.5和y=041%+0.5,天线背面采用三段式结构，第一段是阻抗为50欧姆的 微带线，宽度为0.8皿，用于端口匹配.第二段是阻抗为75欧姆的微带线，宽度为0.4mm,长度为0.93mm,相当于35GHz时的4,用于四分之一波长阻抗变换.第三段微带线为了 4起到短路针的作用，采用一个扇形结构，为的是产生均匀的相位波前，从而较小反射，展宽 带宽。喇叭的张开口要符合最优喇叭尺寸的关系21卜.6=张角（E平面为4,H平面为88），度。=口径（E平面为H平面为。目），mL=喇叭的长度，m6=射径差，m图2-5嵬叭尺寸最优喇叭尺寸的关系为L=Lcos(0/2)-A=最优5(50cos(/2)l-cos(/2)=最优长度(2.11)(2.12)根据以上原理，我们选择喇叭的张开角为90，半径为J5 mm.233 vivaldi天线仿真结果经过仿真软件Ansoft HFSS反复调节最后得出了以上天线尺寸图2-6为天线反射损 耗S11的仿真曲线图.从图中可以看到5valdi天线在4波段取得比较好的驻波特性，带宽 达到3GHz。图27、2-8、29为天线工作在35GHz时的三维方向图及其E面、H面辐射方 向图。II东南大学硕士学位论文图2/vivaldi天线反射损耗S11234仿真结果分析由以上分析我们得到，vivaldi天线在Ka波段可以得到比较好的驻波特性，但是其背面 选择了 Balun结构的微带馈线和喇叭状的短路针结构，这样的结构在高频条件下也是一个天 线，具有辐射特性，所以从E面方向图可以看出，它的端射性受到一定的破坏，E面方向 图偏过一定的角度.这样在组成相控阵时会直接影响到天线阵的互耦和扫描角.而且这种结 构的vivaldi天线随着天线工作频段的提高，尺寸逐渐缩小，加工精度的要求也越来越高，这在实际加工过程中也是必须要考虑的因素.2.4对跖天线2.4.1 对跖天线背景知识随着卫星通信、红外遥感以及射电望远镜的迅速发展，我们对宽带天线阵的需求越来越 迫切.其中vivaldi类天线因其宽频带和平面结构，成为一个很好的选择。于是，越来越多 第2章的vivaldi天线被设计出来，特别是指数型的渐变槽线天线受到广泛关注.它的带宽可以达 到45：1以上，组阵以后的扫描角也可以达到45度以上22,然而，它从微带线到槽线的 过渡结构妨碍了它进一步的扩展带宽，此外，其不均匀的馈电结构也会引起很高的交叉极化 现象。所以，为了解决这些不足之处，对跖天线就被研制出来.对跖天线利用了平滑的从微 带线到槽线的过渡结构，这样就解决了传统的vivaldi天线在展宽带宽上的无能为力23.另 外，新近的对对跖天线的研究也表明，对跖天线与传统的vivaldi天线相比他的机械性能更 稳定，更适宜于工程维护.所以，对跖天线的这些潜在优势表明它极有可能成为在宽带天线 阵中更好的应用24图2/0就是一个最基本的对跖天线的示意图.图2-9对跖天线示意图252.4.2 对跖天线结构设计图211是对跖天线的结构设计尺寸图.图2-10对跖天线结构尺寸图24图241所示，根据前文的分析对跖天线单元的介质基片采用Rogus5880,相对介电常 数2.2,厚度为0.254mm。天线尺寸为16.25mm，5.6mm。天线运用了一段平滑的过渡线用以连接正反介质板的vivaldj天线组合，其为的是改善 传统的vivaldi天线展宽带宽的不足.微带线和地板分别位于介质板的两面，然后逐渐向相 反方向延伸，形成渐变槽线的结构.渐变槽线采用指数型曲线，其代数方程分别为：丁=”-0.95和丁=以+0.95 26,槽线天线的长度l=8mm,天线开口大小 w=4.8mm槽线天线上方两块开口的性状为半圆形，选择这样过渡自然的圆弧性状是为了 尽量减小反射以展宽带宽。半圆形的半径尸1.2mm东南大学硕士学位论文由于对跖天线在高频条件下的尺寸非常小.他的工作模式近似于一个谐振天线，由以它 天线开口 W应满足以下关系式26）：W=(2.13)在本文中由于天线宽度有约束，我们只取5.6mm,所以在这里的槽线天线开口不能满足 上述条件，因此天线的性能也会受到一定的限制。2.43对跖天线仿真结果反复调节天线的结构参数，应用仿真软件AnsoftHFSS对天线进行分析，最后得到以上 天线尺寸.图212为对跖天线在Ansoft HFSS中的模型图.图2-13为天线反射损耗SII 的仿真曲线图,从图中可以看到对跖天线在Ka波段取得比较好的驻波特性，带宽达到4GHz.图214、2-15.2-16为天线工作在31.5GHz时的三维方向图及其E面、H面辐射方向图.图2-12对跖天线反射损耗S11的仿真曲线图14第2章图2-13 31.5GHz时的E面方向图 图2-14 31.5GHz时的H面方向图244 仿真结果分析有以上的仿真结果可以看出，本文中的对跖天线工作的中心频率在31.5GHz,工作带宽 达到4GHz以上.但是由于天线尺寸的限制，其优势没有充分体现，但是在同样的天线宽 度限制下，它的驻波特性要好于传统的vivaldi天线.从对跖天线的方向图可以看出，它的端射性远不如可见传统的vivaldi天线，除主瓣外 还有一个和主瓣几乎一样大的副瓣存在,若以此为单元组成相控阵的话，必将严重影响相控 阵的互耦和最大扫描角.虽然其加工精度远小于本文中提出的vivaldi天线，但是如果以方 向性为考虑出发点，它的性能远没有vivaldi天线优越.2.5 振子天线251振子天线背景微带振子天线主要有两种类型28：一种是矩形微带振子天线29,如图2-17所示.它可以看成由矩形片状天线的一个边的窄条构成另一种是把细线振子嵌在一个接地的薄介 质基片上的细线振子天线，如图2.17所示.它的长度与波长可比,其横截面是圆形，并且 直径远小于波长.图 2.15(281(a)矩形微带振子天线(b)细线微带振子天线这类振子天线，除具有一般微带天线的优点外，它还具有结构更简单，更高的集成度以 及更大带宽的优点,因此，在微波的高波段以至远红外线中，微带振子天线得到了日笈广泛 15东南大学硕士学位论文的应用.另一种所谓“电磁耦合振子”如图2-18(c)(d)所示.微带镶在介质基片内部或 在振子同一表面振子通过微带馈线邻近电磁耦合受到激励。这种电磁耦合的馈电方式有许 多优点：第一，和其他馈电方式比较有较宽的频带和较高的效率.因为此时基片较厚，辐射 电阻增加，Q值下降，从而提高了效率，增加了领带.第二，镶在基片内的微带馈线比振子 更接近接地板，这样减少馈线不连续产生的辐射.第三，馈线与振子匹配容易,结构简单。只要调整馈线与振子的距离和馈线端点与振子的相对位置，就能达到良好的匹配它的缺点,是增加了制作天线的工作量。图216微带振子馈电281式中Z为第i个阵元的自阻抗，Z#为其余阵元引入的互阻抗.因此，考虑互耦影响时阵列 中第i个阵元的输入阻抗Z.为：3.13 互耦对阵元方向图的影响由于阵元间电磁互耦的存在，阵元辐射方向图与孤立单元的辐射方向图不同,而且，对 于有限数目阵元组成的阵列，由于各阵元在阵列中所处的位置不同，各阵元的方向图也不同.理论上，只有在无限大阵列中，由于各阵元在阵中所处环境相同，各阵元的辐射方向图才有 可能相同.如果忽略互耦影响，即4=o(iN/),则所有感应电流/产0此时，阵元方 向图就是孤立元的方向图.3.2阵列单元选择与分析通过上一章对三种毫米波段常用的天线单元的研究我可以看到，从天线的驻波特性 以及天线的方向性各个方面综合考虑，各个天线的优缺点各不相同.我们通过表31座以各 总结，表3-1天线性能对比驻波特性方向性Vivaldi 天线较好较好对跖天线较好有偏差双面振子天线较好良好的端射性从上一章的仿真结果来看(见上表)，对跖天线的驻波特性都优于Vivaldi天线，但是 他的方向性不是很好，出现了较大的偏差.而且由于我们对于天线尺寸的限制，在仿真过程 中发现要让对跖天线的中心频率在35GHz比较有困难.所以这里的对跖天线不适宜作为本 文要求的相控阵天线单元.双面振子天线的性能在这三种天线的比较中表现较为优越，它机械加工简单，驻波特性 良好，而且具有较好的端射特性.所以综合考虑，本章的重点我们集中在双面振子天线组阵 的研究20第3章3.3双面振子天线相控阵的研究331双面振子天线相控阵的基本要求3.4.1.1天线单元尺寸要求为了避免栅用的出现，根据最大扫描角的不同，要求天线单元之间的间距与波长的比值 小于一定值.这样随着系统工作频率的增高、波长的变短，天线单元之间的实际间距将变得 很小，比如系统工作在在35GHz,如果天线的最大扫描角是60度，那么天线单元之间的问 距要小于4.6皿.在这样小的间距条件下，不仅要解决有关单元天线的问题，还要解决天线 单元的互耦引起的相应问题，例如互耦对天线工作频率的影响，互耦引起的扫描盲角,互耦 的大小计算和测试等等，这些问题对天线阵列的设计、加工和测试都提出了一系列的要求14.1.2 相控阵互耦的要求互耦将改变单元天线的工作频率，特别是随着天线扫描角的不同，改变的程度也不一样,如果单元天线工作频带过窄，加上在毫米波频段，仿真设计和加工的误差相对较大，有可能 单元天线组成阵列后，实际工作频率跑到天线设计的工作领带之外.因此作为单元天线，其 带宽应该尽可能宽一些，以避免上述问题的出现.332双面振子天线的测试结果3.4.2.1 单个天线驻波仿真及测试结果图3-2是单个天线的驻波的仿真结果，从图中可以看出，天线驻波最小的频点在 35.5GHz,-20dB的带宽是3.75GHz；图3-3是单个天线的测试结果，从图中可以看出，天 线的驻波频率曲线比较平缓，这是仿真没有考虑损耗的影响，因为实际天线的损耗相对大一 些.实测驻波最小的频点在36GHz,最小驻波是一29.3dB,-20dB的带宽是2.48GHz图3-2单个天线驻波仿真结果东南大学硕士学位论文图3-3单个天线驻波测试结果3.4.1.3 两元阵其中一个天线驻波及两天线互耦仿真及测试结果图3-4是E面两元天线阵其中一个天线的驻波和两个天线之间互耦的仿真结果，从图中 可以看出，由于互耦，天线驻波最小的频点偏移到36GHz,驻波变大，驻波带宽也窄一些；另外在工作频段，两个天线的互耦较小，不到一20dB.图3-5是两天线阵其中一个天线的驻 波的测试结果，从图中可以看出，天线最小驻波的频点在36GHz,20dB的带宽是2.75GHz,互耦对天线驻波的影响不大.图34两元阵其中一个天线驻波及两天线互耦仿真结果22第3章3.4.2.3 1X3天线阵列中间一个天线的驻波的仿真及测试结果图3V是E面1X3天线阵列中间一个天线的驻波的仿真结果，图3-7是其测试结果.从图3-6和图3-7可以看出，无论是仿真还是实测结果，驻波与频率的关系曲线形状类似于 单个天线或两元阵的情况，说明互格对驻波的影响还不是很大图3-6三元阵中间一个天线驻波仿真结果图3-7三元阵中间一个天线驻波测试结果23东南大学硕士学位论文3.4.1.4 IX16天线阵中间一个天线驻波仿真及测试结果图3-8 1*16实物图图3T是E面1X16天线阵列中间天线的驻波的仿真结果，图3-10是其测试结果.从 图3-11和图3-12可以看出，仿真得到的驻波与频率关系曲线与前面单个天线、两元阵和三 元阵的情况相似，但实测的驻波与频率关系曲线与前面的单个天线、两元阵和三元阵的情况 稍有差异，主要是频带中某一段的驻波稍大一些.阵列中其余单元天线的情况也类似。3.4,2.5天线方向性测试结果图3-11和图3-12分别是天线E面和H面方向性的测试结果，它包括单个天线、两元阵24第3章中的一个天线和三元阵中间的一个天线的三种情况从图中可以看出，随着相邻天线的出现,互IS对天线影响主要体现在旁瓣上，对主瓣的影响不是很大.XAxisTMB图3-11天线E面方向性图测试结果E w d uolwa150-100 Sd 0 30 100 190Angle(dpeet)图3-12天线H面方向性图测试结果3.33结论在天线阵列中，由于互耦的影响会出现“盲视现象二又由于为了减小栅瓣，天线的宽 度也受到限制，在毫米波段这个尺寸就变得非常小从而减小互耦和减小栅瓣就成为一组矛 盾。设计毫米波段的天线阵列就需要很好的解决这一对矛盾25东南大学硕士学位论文第4章毫米波段的功分器研究本章主要介绍一种新型的能够工作在毫米波段的输入端口之间高隔离功率合成器。传统 的威尔金森功分器不适用于亳米波段首先威尔金森功分器在隔离电阻与两条输出传输线的 交汇处之间的距离是四分之一波长，可是在毫米波段四分之一波长非常短（35GHz时只有1 率米左右）.若使用在功分器的拐角处则太短，弯不过来.其次.威尔金森功分器的关键是 加入了隔离电阻.但是目前还没有可用于毫米波段的集中参数隔离电阻.所以本章旨在研究 一种改良的可以在毫米波及以上波段使用的新型功率分配器.首先以功分器为背景.介绍了 三端口网络的基本特性，接着着重讨论了传统的威尔金森功分器以及它在亳米波段应用时的 不足，然后介绍了一种改进的威尔金森结构的一分二功分器.通过CST软件仿真，显示其不 仅能应用于毫米波级以上频段，并且在两个输入端之间拥有较高隔离.4.1 功分器概述4.1.1 功分器背景知识在微波系统中.常需要将某一输入功率按一定的比例分配到各分支电路中，我们经常使 用的定向耦合器就是一种功率分配器，但定向耦合器的结构较复杂，其功率分配的比值又往 往与频率有关；而在较复杂的功率分配支路中（特别是微带电路）所需元件较多，就需要采 用结构比较简单的功率分配器.功率分配器的基本要求是：输出功率按一定的比例分配，各 输出口之间要互相隔离以及各输入输出口必须匹配36.功率分配器可分为二进制和累进制等，见图4-1.功率可以是等分的，也可以是不等分 的.二进制分功率器结构和分析都比较简单，用得也较多二进制 累进制图4-1分功率器类型3626第4章4.1.2三端口网络一分二的功率分配器是一种三端口网络，任意三端口网络的散射矩阵有九个独立的矩阵 元：S”S12s=S2 Sn S2J（4.1）_S,i S32 S33.,若该器件是无源的，不包含各向异性材料，则它必定是互易的，因而其S矩阵必定是对称 的（Sg=S7）通常.为了避免功率损耗，我们希望网络是无耗的且所有端口都是匹配的.然而，容易证明，构建这种网络是不可能存在的若所有端口是匹配的，则有S=0,并且若网络是互易的，则散射矩阵式（丸1）可简 化成：S2 S13S=Sl2 0（4.2）a?s23 0 _N现在，若网络也是无耗的，则能量守恒式EShS；：。/*j要求散射阵是幺正的，这会导出下列条件37 38：WJ+|SJ=1（4.3）（4.4）|SJ+WJ=1（4.5）S*3Sn=0（4.6）SSl2=0（4.7）SMi3=0（4.8）式（4.6）-（4.8）标明 凡风与）这三个参量中至少两个必须为零。但该条件总是和 式（4.3）-（4.6）中的一个相矛盾，表明该三端口网络不能是无耗的、互易的和全部端口 匹配的假如这三个条件中任意一个条件放宽了，则这种器件在实际上是可实现的。27东南大学硕士学位论文4.13二等分功率器一个二等分功率器见图4-2其输入线和输出线特性阻抗都是Z。，输入和输出口间的 分支线特性阻抗为线长为冬/4.对功分器的主要要求有：当(2)(3)端口间垂匹配 负载时，在输入的(D端口无反射，反过来，对(2)(3)端口也如此.(2)(3)两输出端 口功率按一定比例分配，(2)(3)两输出端口之间互相隔离。为了满足输入端口(1)的无反射条件，必须ZI=场。因为当(2)(3)两输出臂 接匹配负载后，经4/4反映到(1)端口的并联导纳为2宗，如要匹配，则必须：2条卷，或 Z；=2Z：,故 4=0Z。(4.9)从图4-2中可以直接看出：由于(2)及(3)两路结构上对称，故功率是平分的.跨接在A、B两点上的电阻R是为了起到(2)(3)两端口之间互相隔离的作用。当信号 由(1)端口输入时，A、B两点等电位，故R上没有电流，相当于R不起作用；而当(2)端口有信号输入时，它就分两路(AE和AOB)到达(3)端口，适当选择R及A的值，可使 此两路信号相互抵消，从而使(2)(3)两端口得到隔离.R的位置与接R的引线长短有关，故A要调整决定.至于这个隔离电阻R的数值是多少，我们省略推倒过程，直接给出结论：Z?(夜R =-=2Z0(4.10)Z。Z。此即表示当R=2Z0时，经由R分到B的电流经由T网络分到B的电流相互抵消，因而使A 端口和B端口隔离36.28第4章4.2 毫米波段的一分二功分器研究4.2.1 设计原理功分器最经典的结构是威尔金森结构,它的关键是在功分器的两条输出传输线之间加入 了隔离电阻。可是由于两个原因威尔金森结构不适用于毫米波段及以上波段。首先目前找不 到适用与毫米波段的集总参数电阻作为隔离电阻.再者在亳米波段四分之一波长非常短(35GHz时只有1毫米)，若采用威尔金森结构，由于1/4波长线太短不适宜弯曲.所以本 章的主要目的是找出一种适用于亳米波段并且在输出口之间较高隔离的功分器.3 2图4-3功分网络示意图如上图所示，功分器由一条输入传输线，两条输出传输线，一条连接在两条输出传输线 之间的隔离传输线组成，两条输出传输线的长度相等.输入信号由】端口进入共分器以后在 两条输出传输线的交汇处分成两路，分别传输到两个输出端口.由于两条输出传输线之间存 在耦合，所以有一部分能量通过两输出传输线之间的隔离微带线从一条输出传输线到达另一 条输出传输线.如果这部分能量可以被抵消，那么就相当于增加了两条输出传输线之间的隔 离.所以，如果在A点叠加的两路信号所走过的路程相差二分之一波长的奇数倍，那么这 两路信号就能相互抵消.即x+z 尸(2nl)*2/2(4.11)422 由威尔金森结构改良一分二功分器仿真结果4.2.2.1图4-4是本章提出的1分2功分器的尺寸示意图29东南大学硕士学位论文图4-4 1分2功分器的尺寸示意图如图4-4所示.功分器采用的基板材料是Rogus5880,介电常数为2.2,厚度是0.254mm.微带线的材料是铜.功分器的大小是28flffl)*23.2mm.三个端口的阻抗是50欧姆，在35GHz 的工作频率下，宽度是0.8皿微带线在一分二的交叉处分为二路75欧姆的微带线：然后 过渡回50欧姆的微带线功分器所有转角处角度为45度.图中的细节尺寸如下：=6.61皿，L=9.4md,a=6.75mm,b=l.Gun*c=10.17oro,d=l.9nan,e=l.7nm.连接两个输出端口的隔离微带线阻抗是100欧姆，其宽度为0.22nm.图4-5为CST建模的示意图，图4-6、4-7、4-8、4-9是仿真结果。从图中可以看出输 入输出端口间隔离良好,可用带宽在TOdB以下达到1.45GHz图4-5 CST建模示意图30第4章Frequency/G图4-6 回波损耗S11仿真示意图图4-7 回波损耗S22、S33仿真示意图（两条线重合）图4-8隔离S23、S32仿真示意图（两条线重合）31东南大学硕士学位论文图4-9 S12.S21、S13、S31仿真示意图(四条线重合)由CST仿真结果来看这个结构的功率分配器在中心频率为35GHz附近有近750MHz的带 宽，两个输出端口之间的隔离也达到T5dB从图中也看到S12(S2k S13、S31)在17.06GHz和49.6GHz处有两个零点，现分析产 生这两个零点的原因S12之所以出现两个零点,可以理解为波从输入端口进入网络以后分成两路进入两条输 出传输线.由于输出传输线之间存在耦合，所以一条输出传输线上的能量会通过隔离微带线 到达另一条输出传输线上.当两路信号所走过的路程相差二分之一波长的整数倍时，他们就 会相互抵消，形成传输零点。具体计算如下：x+z-产 z=6.6mm417.06GHz 时 A=12.1mm,+z 2449.6GHz 时 2=4.12mm,x-y+z 3x(4.11)(4.12)(4.13)4.2.2.2若将两条输出输出传输线之间的距离加大，将会得到另一个类似的结果.图4-10 CST建模示意图32第4章图中的细节尺寸与上一模型相比只有一个地方放生改变：e由1.7皿变成4.7mm.Francy/G-te图4T1 回波损耗sn