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射频传输线、连接元件和过渡元件简述第一节射频传输线 双线传输线双线传输线系统是一个能将高频电能从一点传送到另一点的例子C遗憾的是，这或许是 最不适用的传送高频电压和电流波的方法。正如在图1示意图中看到的，相隔固定距离的 双导线的缺点是：由导体发射的电和磁力线延伸到无限远,并影响线附近的电子设备。此外，由于导线对的作用像一个大天线，辐射损耗很高，所以双线是有限制地应用在射频 领域（例如，用于连接民用电视设备到接收天线）。可是，普遍用于50 60 Hz的电源线和局内 的电话连接线，虽然频率很低,但长度却很容易超过几公里，所以当线的长度可与波长（例中，A=c/=3x 108/60二5 000 km）相比拟时,也必须考虑分布电路特性。图1平行双导线传输线的几何形状和场分布二 同轴线传输线更通用的例子是同轴线c当频率高到10 GHz时，几乎所有射频系统或测试设备的 外接线都是同轴线。典型的同轴线由半径为a的内圆柱导体、半径为b的外导体和它们之间 的电介质层组成，如图2所示。通常外导体接地，所以辐射损耗和场干扰都很小。最常用的 几种介质材料是聚苯乙烯（号=25 a血=0.000 3,在10 6出）、聚乙烯（二2.3,tan，二 0.000 4,在 10 GHz）、或者聚四氟乙烯仁二 2.1,tan 4=0.000 4,在 10 GHz”图2 同轴电缆传输线三 微带线多数电子系统通常都是采用平面印刷电路板（PCB）作为基本介质实现的。当涉及到实际 的射频电路时，我们必须考虑蚀刻在PCB上的导体带的高频特性。该结构定性地描绘在图 3中。图3 微带传输线载流导带下面的接地平面可帮助阻挡额外的场泄漏，降低辐射损耗。用 安可简化在板 上的无源和有源器件的连接和降低生产成本。另外，PCB可以通过简单地改变元件的位置和 人工调节可调谐电容和电感进行电路的调整。单层PCB的缺点之一是它有较高的辐射损耗和邻近导带之间容易出现串扰（干扰）。从 图4显示的聚四氟乙烯环氧树脂（J=2.55）和氧化铝（却=10.0）介质的电力线，可定性地 看出场泄漏的严重程度与相对介电常数有关。（的聚四策乙烯环氧树脂6=255）（b）氧化铝=10.0）图4 电场泄漏依赖于介电常数对图4中的电力线进行直接比较可看出，为达到元件高密度布局,建议采用高介电常数 的基片，因为它可将场的泄漏和交叉耦合降至最小。降低辐射损耗和干扰的另一种方法是采用多层技术，实现均衡的电路板设计，此处微带线 被“夹”在两接地板之间。图5描绘的是三层结构。微带结构主要用作低阻抗传输线,高功率传输线应用的是平行板线o在平行板线中，电流 和电压被限制在被电介质分开的两个平面上。这种结构和对应的场分布如图6 所示，电介 质为聚四氟乙烯环氧树脂（=2.55）。图5 层传输线结构(b)场分布=2.55)图6 平行板传输线为了适应各种特殊目的的应用，需要有多种传输线结构。第二节连接元件和过渡元件一、连接元件在实际工作中，需要把各种微波元件连接起来组成微波系统。这些微波元件连接的好坏 对整个传输系统的功能要产生重大影响。因为，连接不好就要在连接处引起附加反射.这样,当系统作测试用时，就将影响测试精度；而当系统用于大功率传输时，就可能因其接触不良 而打火。另外，连接不良还要增加传输损耗，从而降低系统的传输效率。因此，连接问题是 微波系统中一个卜分重要的问题。把两段尺寸、形状、工作模式都相同的传输线连接在一起的装置称为连接元件。传输线 的连接兀件包括刚性同轴接头，同轴电缆接头，矩形波导接头和圆波导接头等。对连接元件的共同要求是：连接头的电接触良好，无功率泄漏，匹配良好，具有满足要 求的工作频带和装拆方便等。1.同轴连接元件图7为理想同轴线的直接连接和抗流连接示意图。直接连接时，要求同轴线内外导体 理想地结合在一个平面上，并且轴线对准。最常用的办法是采用图7(a)所示的介质垫圈结 构。只要垫圈的结构形式设计得当，就可以保证同轴线内外导体共轴线连接而不出现明显的 反射。(a)直接连接图7抗流连接不要求内外导体在结构上直接接触，而由一段加短路线来保证其良好的电接触 性能。如图7(b)所示，内外导体隙缝都是一段R2短路线，所以由力和c、d看向各自的 短路点，其输入阻抗均为零，故电性能上相当于该隙缝不存在，即内外导体有良好的电接触。而在紧固套处，隙缝处于离短路点/4位置，故e、处于电流的波节位置，因而接触点不会 引起损耗。同轴接插头结构示于图8(a),它由互相配合的插头和插座组成。图中内导体一个做成 插塞，另一个做成插座，用插塞和插座连接。外导体则通过螺纹或卡口连接。通常，在做成 插座的内导体上开槽，并用富有弹性的材料如镀青铜 或硅镐青铜做成，以便靠接触处的径向 弹力保证插塞和插座的良好接触。这类接头是目前国内广泛使用的连接头。由于插座开槽，外导体的有效直径就相应变大，而内导体的有效直径则相应变小。于是 同轴线的特性阻抗就要增高但因其相对变化值一般不大，故通常可以不予考虑。另外，同 轴接插头在相连接时，只能保证外导体端面紧密接触，而不可能使内外导体端面都同时紧密 接触，否则就可能在插头和插座连接时把内导体顶弯。为此，制造工艺上常将内导体端面留 一间隙。如图8(b)所示。这个间隙也将导致特性阻抗的改变，因此产生反射波。连同内导 体开槽引入的反射波一并考虑，其驻波比可以按下式计算7Td Nwp=l+2.52，ln(一：)7WS-Nw式中，/代表频率，单位为千兆赫，g为间隙宽度，4为插塞的直径，d为内导体直径，W为 槽宽，单位均为毫米，川为插座上开槽数。和同轴线特性一样，接插头内外导体尺寸公差、偏心等各种机械缺陷，介质支撑，电镀 涂覆，装配质量等都直接影响它的性能。尤其是接触间隙和偏心，严重不令格时还将造成机械损坏。接插头的优点是制造比较容易，但有许多缺点：反射大，频带窄，多次接插由于磨损使 接触性能变坏，并且插头和插座必须配对，因而给使用带来一些不便。橡皮来圈 聚四版乙烯空圈 设计原则3减小机械公差对电性能的影响。在同轴器件中，导体尺寸的公差是不可避免的，但是经常由几个机械公差对一个导体的直径 公差（一对接头连接后）取决于三个直径公差:开槽插孔的外径,开槽插孔的内孔直径，以及相连 接的内导体插头的外径。所以,这样的连接结构是不太理想的。因而,应该使只有一个机械公差影响一电气上重要的尺寸，并且应使这一尺寸不受磨损,例 如在下面例举的精密14mm及7mm接头中内导体的接触机构采用端面接触，因而内导体的直径只 有取决于一个机械公差,并且电性能和接触磨损无关。四、介质绝缘子的设计在同轴连接器中总要采用绝缘子，以便使内导体得到支撑,绝缘子的结构形状及设计方法是 否合理,对同轴连接器的电性能将产生很大的影响，下面我们将重点介绍两种在精密同轴连接器 中采用的绝缘子的设计方法，也附带提一下往常采用的高阻抗绝缘子的设计方法。1刚性绝缘子的设计为了在最大可能的频率范围内达到最佳的性能。绝缘子内部的特性阻抗必须和相邻接的空 气介质线的特性阻抗相同（设计原则1）为了达到这一条件,必须向内切去内导体或向外切去外 导体,或两种方法同时采用如图1所示。向内切去内导体及向外切去外导体都不可避免地会在绝 缘子的表面上引起不连续电容,采用适当的内外切割组合能将这些不连续性减到最小，如图1所 zjs o总的曲线 g和N的意义同（35a）式一样，Dg一间隙部分的外导体直径,英寸D一标准外导体的内径,英寸，W一外导体接触件上的槽宽,英寸举例如下:在N型同轴连接器的内导体相接处有间隙,其有关常数是d=0.120英寸,dg=0.065 英寸,N=4o W=0.016英寸,利用这些常数,公式（35a）可简化为：S=+0.05%(36)因此当间隙g为0.01英寸。在6GHz产生的驻波系数约为1.03。请注意，在公式(35)中，驻 波系数S的表示式取消整数1。只表示其小数部分。六、导体镀层的影响导体表面进行电镀是为了减小电阻率及保护导体表面,避免生锈，但是在电镀后往往会产生 各种不同的结果。导体的电阻率是很重要的，因为在特性阻抗、波传播速度及损耗公式中都含有 电阻率。虽然在高于500MHZ时导体电阻对特性阻抗及传播速度的影响是次要的,通常可忽略不 计但是精确知道电阻率,特别是它随频率的变化,使我们能够对这些影响进行计算。镀银后能获得的导体电阻率随电镀技术的不同而有很大的变化，如图10所示，在带有一般 抛光器的电镀银的导体具有和黄铜一量级的电阻率,在不带一般抛光器的电镀槽中镀银的导体 具有低得多的电阻率，在电镀过程中周期性地改变电流方向(P-R电镀)，在高频端进一步降低 电阻率，对于这一改进的解释是直流电镀比P-R电镀更加多孔。直流电镀的另件经冷压使镀层 紧密后,高频电阻率并不显著增加,在P-R电镀中不需要进行冷压,抛光黄铜和Consil(Ag-Mg-Ni 合金)，内导体测量到的电阻率与频率无关,这与理论是符合的，根据以上论述可得出以下结论：(1)附加在镀银槽上的一般抛光器会大大地增加电阻率,使导体电阻率实际上比黄铜还差。(2)直流电镀的零件在高频器端会增加电阻率。(3)周期性改变电流方向的电镀过程产生的高频电阻率等于纯银的电阻率。(4)如果电镀后的导体经过冷压，直流和P-R电镀产生同样的结果，(注意，带有抛光器的电 镀槽镀出的零件,经冷压后不能减低高频电阻率,显然镀层不能被压紧。)。导体经镀银后,最好再镀上一层很薄的金，以便保护银层，使长期使用后表面不会变黑。金的 镀层取lu厚就够了。(现在这种镀法已不提倡了-编者)因镀层的厚度和同轴线内外导体的直径公差在同一量级，也可能镀层厚度大大超过直径公 差,所以在设计中必须计及镀层厚度，因电镀层厚度较难控制精确,可能使同轴线特性阻抗精度 受影响。并且镀层受磨损,故在某些同轴连接器中采用不锈钢作导体,不必再电镀,这样不仅使导 体公差易于控制精确,且使耐磨性增加。WOJW金到留带仃光光利的自流也俄是胃僵！?7 54 3 26频率GHm图10所测得的导体电阻率与频率关系曲线射频连接器集中设计参考资料1972 年一、同轴线的基本公式：一般地说，同轴连接器（亦称插头座）是指在同轴系统中，用于系统与系统，元（部）件 与元（部）件，电缆与电缆，之间的连接之元件。它主要起机械连接作用，在电气上无特 殊用途。当然，它的电性能的好坏对整个系统将有严重的影响，不可轻视。因此基本上可以把连接器分成三大类。一类是连接电缆的电缆插头，另一类是连接硬同轴 线的各种型式的硬线插头，还有一类是用于连接同阻抗不同线径的连接器之转接器。但它们都 是一段具有连接机构及其它装置的同轴线。所以，设计同轴连接器的基本依据是同轴传输线的 理论。为了便于工程设计时查阅，将同轴线的基本公式列下：1、特性阻抗：近似公式：Z0=ln-（1）&d精确公式：z 59.9586010,0006 bD&d式中，Zo理想*同轴线的特性阻抗，单位QD-外导体内径d-内导体外径介质相对介电常数根据上无26厂介绍，几种常用材料的相对介电常数为：工业聚乙烯：20时，=2.24；-40+40时，=2.222.26聚苯乙烯：=2.54聚四氟乙烯：=2.02（e=2.05）实际上，在生产过程中，相对介电常数每批不一，会有一定的变化，使用时，必须注意。*所谓“理想”是“一切理想”，即是，导体是绝对导体（。一8）介质是绝对不导体（。一0）,同时线是绝对均匀，等等。2、同轴线的电感、电容、电阻、电导：L=ln-H/m2兀 d_ 2兀-1 F/mQ/m(3)q-2兀。i/Q m-lnD d口1=口 u0 u0=4 兀*10-7 H/m i=o n=J-xlO-9 F/m 36兀式中，L、C、R和G分别表示单位长度上的电感、电容、电阻和电导。U-相对导磁率-相对介电常数。-导体导电率。1-介质导电率 f-频率3、衰减公式：B=B导+B介=HZ0G 导 71 2Z0 2 0(4)1奈=8.57分贝 式中：Rs表示导体集肤表面电阻4、击穿功率公式：D2 Vs In d(5)式中，P-击穿功率 单位：瓦Emax最大冲穿电强度（空气一般为3*106/加）5、相位，相位常数：a=wJE6二女入CT(6)式中，入g、入。表示同轴线中和真空中的波长。I一线的长度6、输入阻抗公式:_ ZHcosa-I+jZosina-I-oZ0cosa I+jZHsina I(7)7、式中，ZH负载阻抗，I以终端起标的长度 反射系数：二 ZH-Z0 c-j2a-l Zr+(8)8、1+lrl i-|r|(9)式中，VSwr表示电压驻波比,standing-wave.ratioI r|是反射系数的幅值。工作频率极限：工作频率上限由TEn模的截止频率决定。TEii模的截止频率可近似地表示为:fco190.87e(D+d)(10)由于导体有限电导率会引起一定的趋表深度和一定的串联电阻，这决定了精密同轴传输线 的工作频率下限。这个下限可近似地由下式决定：.1.824X109I。-：-AMHZ(11)式中，A允许的阻抗误差P导体的电阻率%Q/m9、机械公差对特性阻抗的影响：对（1）式微分，可得机械公差引起特性阻抗的变化量:AZ0/Z0AD Ad(12)对于50。的空气线，上式变为:AZ0/Z0=1.2AD-2.3AdD对于75。的空气线,(13)AZ0/Z0=0.8AD-3.49 Ad D(14)式中，外导体直径公差d内导体直径公差 由此引起的驻波比为：Vswr=笠（15）10、不同心度引起特性阻抗的偏差：屋AZo-24O-（16）D2-d2对于50 Q的同轴线e2AZ0-296（17）D211、有限电导率引起特性阻抗偏差：八乙二302行+）（1+必（18）12、导体槽对特性阻抗的影响：在50Q的空气介质中，导体上槽所引起的特性阻抗偏差为下式决定：AZ1=+12.5N/竺%（19）AZ2=+12.5NJ|%式中，AZ特性阻抗变化的百分数N槽的数目w-内导体上的槽宽W外导体上的槽宽为补偿这个变化，开槽处内外导体直径也应相应变化Ad=+104N1 计算公式为：d（20）W2AD=-104N?2 D（其实，在实际设计中，极少应用此式）13、导体间隙对特性阻抗的影响：由导体间隙引起的驻波比由下式决定:S=0.064fglln兀d-NW兀Dg-Na J(21)S=0.064fglln7iDg-N2W7iD-N2W%式中，S是以为单位的驻波比（即S=Vswr-1）f-频率 GHZ1g间隙宽度 密耳（同口寸）dg-间隙处内导体直径 口寸Dg-间隙处外导体直径 口寸其它符号的意义与以前相同。等效介质介电常数的计算：在实际应用中，常遇到在同一模截面上有几种不同介质的情况，典型结构有环形和扇形 两种：环形绝缘子的等效介电常数由下式决定：(22)(23a)三1 D-m-M加 加式中，J第i层环的介电常数D第i层环的外径Dm-第i层环的内径Dn-实为外导体内径DD（）=d扇形绝缘子等效介电常数为下式所决定：白 360j式中，J第i块扇形的相对介电常数Qi第i块扇形所占据的角度二、阶梯同轴线：在实际应用中，理想的均匀的同轴线是没有的。由于各种需要和困难，经常要变化同轴线 截面尺寸。在这种情况下，前面所述关于特性阻抗的公式就不适用了。因此，必须根据变化后 的情况，找出规律性的东西。（一）阶梯同轴线的等效电路在同轴连接器设计中，最常遇到的阶梯同轴线主要有三种:图1在均匀同轴线中，电力线受垂直于金属表面均匀分布的。由于导体线径变化，出现阶梯，这时电力线仍然要垂直于所有的金属导体表面。因此，就破环了电磁分布的均匀性，应用电磁 场理论于阶梯同轴线中，并代入边界条件，可知在导体线径突变处，相当于在均匀传输线中并 联上一集总电容，这个电容称为不连续电容。因此，可用图2的等效电路来表示阶梯同轴线。这样，就可以应用电路理论来解决问题。图2阶梯同轴线的等效电路米匠、出超超*数蕊 I?PO图3同轴线内导体阶梯电容，单位Ff/cm,当乘以外导体圆周长时，所得阶梯电谷是Ff 计算公式：Cd=_flinl2L_21n-+l.llxlO_15（l-a）（T-l）F/cm 100兀（a 1-a 1-a?=6.5xlOT“ln*+a）（工 _i）F/cm、a 1 oi 1 a,当0.01W CL 1和LOW T W6.0的范围内，公式引起的最大误差为0.3任7cm 140 I3C 120 I IC 100 09G oeo orc 06G 050 040 030.020.01001 0 2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0图4 同轴线外导体阶梯电容，单位Ff/cm,当乘以内导体圆周长时，所得阶梯电容是Ff（=10-i5法拉）计算公式：Q f In-21nyl+4.12 x 10-15（0.8-a）（i-1.4）F/cmd 10071 a 1-a l-a2J=6.5xl0-14flg-21g-7l+4.12xl0-15（0.8-a）（T-1.4）F/cm、a 1-a 1-a,当0.01W a 0.7和1.5W T W6.0的范围内，公式引起的最大误差为土0.6fF/cm（二）不连续性电容的计算：不连续性电容的精确计算十分繁，在工程应用中，只要应用事先计算绘成的曲线，或应用 近似计算公式就够了。1、内导体或外导体上的单一台阶同轴线内导体，阶梯电容可用下式近似计算：a2+L 1+a 4a=-2-In-21n-lOtti a 1-a 1-a2+l.llxlO-15(l-a)(T-l)F/cm(23b)在O.O1 a 1和l.O t 6.0的范围内，公式引起的最大误差为0.3任7cm。在O.OlWa W0.7和1.5WC W6.0的范围内，同轴线外导体，阶梯电容可用下式近似 计算：a2+L 1+a 4a-In-21n-a 1ot 1ot+4.12xlQ-15(0.8-a)(T-1.4)F/cir(24)公式所引起的最大误差为0.6 P F/cm在 0.7Wa ch可任意取。根据（33）式计算的一个实际例子是50-16支撑，在此例中，取：Di=18,D0=16,d0=6.95dz=7,d3=16求得：出=5.46,6=0.31这个支撑片的性能，测试结果列在下页表中。由于受测试条件限制，不能在任意频率上 进行，同时最高频率只测到8000MHzo在参考资料中提到，绝缘支撑的重量对电气性能起着最重要的影响。而介电常数的微小 变化及支撑表面凹痕时，电气性能只起次要的影响。在设计中，对绝缘支撑的重量应加以考虑,最好通过实验找出最佳重量。在生产中应可能的使支撑重量接近于规定值，关于这一点，有待 于在实践中进步证实。50-16宽带支撑的电气性能（测试数据）sVswR 样品2666400053326668800011.0081.011.0251.0151.0221.0221.021.0221.0221.0131.0371.011.0251.0141.0111.0181.0181.02651.021.0161.0141.0171.017平均值1.0221.0151.0211.0181.017绝缘支撑与金属表面间的间隙会对是电气性能起很大影响。因此，在各个方向上，绝缘 支撑与相配的金属零件最好取压配合，以消除空气间隙。四、同轴转接器设计在同轴系统中经常会遇到不同型号的连接器，要把它们连接起来，必须借助于转接器才能 完成，它的作用就是把线径不同的连接器配起来。在设计电缆接头时，也往往会遇到同阻抗不 同线径的转接问题。（略）附件1宽带绝缘支撑的设计计算在宽带元件中，广泛应用如图所示的典型结构。现以L27为例进行设计计算。1、空气部分的标称尺寸Do和d根据特性阻抗公式算出：D=16 d。=6.95取：D0=16+0-04=6.95：黑（涂复前尺寸）2、介质部分的内外导体直径根据设计原则1,在介质区域内应该使特性阻抗等于标称值Z0=50Q取 =2.05Di=18于是d1二18 18 18-_=_=5 46 1 50 x72.05 1g-10.5182 3.3 1g138.156最后取：Di=18+“4 4=5.5二黑（涂前尺寸）3、取：d2=7 d3=164、求补偿槽深度（1）求等效介电常数展14-=_d,_1-in2d 82%d3已知:8=lg1=3=2.05,2.051g 黑 5.46+2.05 In1 5.46 7+lg16 r(2)等位参考面直径DD=lgTg461gR lg6.951g 6,95 5.46 16 18 16 181g-1g-1g-1g-6.95 5.46 6.95 5.46D=12.0842=lg-11.082(3)求Cd Cdi(外导体直径变化引起的不连续性电容)16-12 4 ra=-=0.66718-1218-t=1.512=6.5x10-14x(0.6672+r 1.667 4x0.667、-lg-21g-(0.667 0.333 1-0.667 J+4.12 xW15 x(0.8-0.667)x(1.5-1.4)F/cm 二(9.88+0.0548)x10-15 F/cm=9.94xl()T5 F/cmCd2(内导体直径变化引起的不连续性电容)12-6.95 5.05。a=-=0.77212-5.46 6.5412。t=-=2.25.466C：=6.5xl()T4*(1+0.7720.7722-lg1.7720.228 4x0.772、-21g-1-0.7722 J+1.11x10-155.254x10T5x(l-0.772)x(2.2-1)F/cmF/cm临近效应修正系数：P=0.91考虑到介质和临近效应：5 254 X 9 94 Cd=-xlO-15 x3.1416x1.2x1.19x0.91=13.98x1()755.254+9.94F5=18x109x13.98x10T52.05-1.19xln185.46m=3.5义10一4 m8=0.35mm最后取：8=0.3+0.03mm 综合上述结果，得支撑尺寸为实验结果：1、对不同支撑（深度不同）作驻波测试，结果如下:2666.740005332666880000.21.0241.161.50.251.0351.0151.161.150.31.021.0161.0141.0171.0170.351.0181.021.0251.0251.0250.41.0251.031.0171.031.055这是第一次实验，可以看出，当=0.30.35时，Vswr最小，其中=0.2和6=0.25时,之后又重对6=0.3的几对插头进行测试，结果列下表:出现了较大的驻波比（大于1.1）,可能是装配失误或测量误差，而非支撑所致，不作定论。MHz2666400053326668800070.251.0091.0121.0271.0201.02080.351.0211.011.0281.0400.31.0181.011.0251.0151.0220.31.0221.021.0221.0221.0130.31.0371.011.0251.01100.31.0111.0181.0181.026后几对平均VswR1.0221.0151.0211.0181.017可以看出，6=0.3时，性能较好。最近，为了证实上列数值是否可靠，又重新加工了一批插针插孔和绝缘支撑，再次测量,结果列下表:120018002400300036004200400001.011.011.0131.021.031.02521.0121.011.011.0111.011.01731.0131.011.011.0191.0191.0111.01141.02751.027VswR1.0121.011.0111.0171.021.0171.022画成驻波曲线，如下图所示。序部47805400600066006720722501.031.0121.0351.021.0131.0421.0171.011.0181.011.0131.01631.0211.011.0231.011.011.02111.01341.0151.013VswR1.0231.0111.0251.0131.0121.026上列各对中，0#的驻波偏大些。从平均值看，在lGHzVfV7.2GHz的频率内，VswrV 1.03,可以认为这个结果是比较理想的。上述测试结果虽然与理论计算基本相符，但由于测试样品仍然有限，以及仅对一种典型 尺寸试验，因此，仍然不能轻信计算是正确的。附件2雷达手册第三分册（馈电系统）（摘录）_2.28乂10-5 闻 1a1、衰减公式（没有截止的情况）同轴线：一般公式：分贝冰导电系数 莫/米 相对介电常数a,b-内导体和外导体半径 单位：米纯铜：ac=2.98xlO-9Vf-fl+-l 分贝冰 b（aj.b1 7 Ina其它金属乘系数k：k=1.27（铝），0.95（银），2（黄铜），1.18（金），1.6（铅），2.04（镉）2、击穿功率公式同轴线：TEM模巳?而 口：b21nIE-ax式中，Emax 为最大击穿电强伏/米空气一般为3义1（）6伏/米（用Emax表示空气最大击穿电强）P击穿功率瓦 b,a外导体、内导体半径米3、同轴线：电感L、电容CliJ c=22兀 a i bIn a式中，b同轴线外导体半径，a同轴线内导体半径4、同轴线的特性阻抗式中，-相对导磁率，J-相对介电常数对于空气为介质的同轴线：Z=60 ln-=1381og-a a5、a=a c+ci d（衰减常数a的计算）式中，a c-为导线的损耗，a d-为介质的损耗R c R G l G VL _2Z ad-TVC 2式中，Zo,与为理想传输的特性阻抗电导 G=2兀 至=2兀 w%J i/mQ1 b 1 bIn In a a电阻 R=+Q/m2兀（a bJa,b同轴线内导体、外导体半径 米Rs-集肤电阻6、电压驻波比Kcb,反射系数r7、不同直径（同特性阻抗的同轴线的连接）（1）直角变化型为了消除不连续点的反射，应使内、外导体间错开一距离a a的值可以由曲线（见附件5）查得。1）当3 时，aLln K D1对50 Q同轴线，K=3.09 对60。同轴线，K=2.90 对75 Q同轴线,K=3.042)当 210-3（dB/cm）A9、驻波系数对衰减的影响传输线端的负载的驻波系数本身增加了传输线的衰减r2：传输线输入端的反射系数1：负载的反射系数Bl：传输线长度为L时的衰减10、传输线内外导体间的电场 Ea（V/cm）同轴传输线内外导体间，内导体外表面的电场为最大2U（V/cm）d In dum：内外导体间的峰值电压11、传输线的最大工作电压u（单位：伏特，50Hz有效值）E的值由绝缘材料的特性确定，单位（伏特/cm）表5绝缘材料E(V/cm)空气30000空气+聚四氟乙烯5000空气+聚乙烯5000单层聚四氟乙烯40000单层聚乙烯5000012、同轴传输线的最大电晕强度PcPc=（xHOS）（今二式中：U：最大工作电压（V,50Hz有效值）Pi：同轴线内空气压力Po：正常大气压Pi/Po：只有一部分介质是由干燥空气时才考虑，否则为113、同轴传输线允许传输的平均功率PmPm13.6x/7o。J3xk（瓦）式中：Po：外导体的热扩散系数（W/cm2）Dz：外导体（壳体）的外径（cm）B：总衰减，最大可考虑乘1.08系数（dB/cm）7 ROS2+1k：反射的系数 k=-（频率大于500MHz时）2+ROSPo的值：表6D(mm)P o(W/cm2)100.17200.17400.12800.1114、传输功率 P1 1 v2 A/Z-v2p=、vm1m=、子（口设为1）2 2 zo 120 Ind同轴线的电压驻波比（VSWR）为S时，传输最大平均功率Pmax15、介质支撑设计公式（1）等效介电常数（e）的计算公式当有2种或2种以上的介质构成的支撑件，则其等效介电常数的计算方法如下:a.同轴分布的非单一介质吟n 1V-lnDb.基本对称分布的二种介质图2e-G 一 一 22J、e2：二种介质的介电常数V2：对应2介质的体积之和V总：二种介质的总体积之和 图3若生为空气（即去除部分固体介质材料）则久=（狗陵（2）介质支撑件的设计公式（见图4）当在均匀介质的同轴线中，有限长度的非相同介质的支撑件会引起TEM波的激励（高 次模），影响同轴传输线的截止频率和传输性能，但在射频同轴连接器设计中，基本上不可 避免地存在有限长度非相同介质支撑件（除半硬电缆直通型自由端连接器）。因此，设计、制造出优良的介质支撑件是保障连接器高性能的基础。支撑件的厚度（B）a、B Lia和Lib,计算变得相当复杂。这一工作可以交给ANSOFT HFSS去做。由于结构的限制，可确定Lia为 20mm,Zia为88。，而Lib和Zlb预设为26mm和92 Q。由于优化前后连接器主体部分径向 尺寸变化不会太大，因此将连接器主体部分两端分别加入适当的聚四氟乙烯绝缘支撑。考虑绝 缘支撑的加入对电长度的影响并进行修正，然后根据经验公式对绝缘支撑处的不连续进行逐一 补偿计算；因连接器将与50 Q电缆组件相连，故将N型插孔端面做为阻抗变换段的起始面。完 成上述工作后可着手建立ANSOFT HFSS三维仿真模型（如图4）。图4 在Ansoft HFSS中建立的三维仿真模型模型建好后进行材质的设定：铜合金镀银的内导体材质可设为copper,绝缘支撑设为 Teflon,其它部分本来应设为空气，但为了优化的方便，将其设为真空，这对结果的影响非常小,可以忽略不计。下一步是端口设置：将两端连接器界面设置成50 Q端口。然后就可以设置求解条件：点 频1.6GHz,10次迭代，最大误差0.01；Fast扫频方式、0.6 2.6GHz,分为50份。下面就可 以开始进行初步求解了。计算后选择显示电压驻波比，则可得到图5a中显示的曲线。Ansoft HFSS-XY Plot 2I I File Edit View Project Report2D HFSS Tools Window Help百百m芯电电昌x 用曲 固O。豆。匕噜1)6 O奈曲为I 工AM J各各|-|g|x|-俯1 X由画Port 匾 Fiel$RadiFl Deinit;Project I=tod)HAASAnsoft Corporation XYPIot2 HFSSModeH00:35:31S-|g3 L29-FLQ CE：/Program Files/Ansoft/HFSS9/)x-n-XxLgJH臼 Q AnalHE户申MReady|NUM|一jj开始|G 值 AnsoftHFSS-：YPlot2 我的文档|里|现代射频同轴连接器忧|国|卜修：00:37图5a Anso在模拟电压驻波比曲线3.3 参数的设置及优化为了做便于进行优化，要在模型中引入参数。分析上图曲线，和我们所需要的结果比较 接近，带宽已经足够，但频带有些上移，中心低点没有完全形成。虽然0.92.6GHz时电压驻 波比小于1.2,但中心峰值已接近1.2,有些过高，其主要因素就是Zia和Zlb段的过渡。Z1 处1/4波长金属支撑已经是较细了，再细会影响到电流处理能力，所以可以调节的只有Zlb和 Z2 了。将Z2段内导体外半径设为可变参数SizeRl,范围3.94。每步0.05mm；将Zlb段外 导体内径设为可变参数SizeR2,范围7.8 8.1,每步0.05mm；将Zlb段的长度设为SizeL,范 围3240,每步0.5mm。设置显示参数然后优化，优化后的曲线如下图所示：匚/0 gjwxtZO*55 19ch Jjtrtdow g HjD W&X%0 E蝎。，治。仁Q。管此启|?A Ji 7 各产，aJfllJ?Q P0】+F Fs，】q Em.Biiut一r|h，J 二，LaYFOAmcCI Cocpocabon XYPtot?HfSSModell眦期对 E gRJO II:/P,O皿”Amon/3S9/)1 Reedf由歼闻 0 23*|A*rf*5s-|woZoRZoR 3O0OQ 0 0 OOOD JGOOD 00-OS.5 能Igso0000 0000ococococoo-08 里 B i 008a、时域反射测量连接图b、时域传输测量连接图图8时域反射测量和时域传输测量连接图带通模式也有两种激励方式：脉冲激励(IMPULSE)和矢量脉冲激励(PHASOR IMPULSE)o脉冲激励模式的垂直轴的显示值取决于所选的格式，其默认的格式是以dB为单位 的回波损耗值。这种方式常被用于功分器、滤波器的测量及电缆组件的DTF(Distance to Fault)测试。带通模式在测量频率范围上没有限制，因此可针对电缆组件使用频带对其进行测量分析。在频域测量中，相对反射系数的波纹是由每个接头处的反射相互干涉引起的，因此DTF测试不 仅用于缺陷定位，还常作为一种连接器与电缆装接质量与匹配情况的综合评测方法，例如国外 某通信设备制造商要求7/16射频同轴连接器与1/2波纹缆组成的跳线在上限频率为2GHz的 DTF测试中两接头位置的回波损耗值应小于一38dB。带通矢量脉冲激励模式中，响应曲线含义如下图：REAL Sil IMAGINARY SilRZo _ _RZo-SHUNT C-SERIES C-图9带通矢量脉冲激励(PHASORIMPULSE)响应曲线的含义以上几种模式各不相同，我们可以根据不同的测试需要求选择。如果要进一步进行更精 确的分析，矢量网络分析仪还提供了窗口和门控功能。窗口功能在隔离和识别单个响应的时域 测量中非常有用，而门控功能可以灵活地选择去除不需要的间断点的响应，在传输测量中可以 去掉多传输路径的干扰。4.2 测量步骤和测试曲线的分析我们以图10所示连接器为例，用户要求由该连接器与电缆组成的双头电缆组件频率在6 10GHz时电压驻波比不大于1.20,由于电缆是多层复合屏蔽结构外导体，介质及外皮为聚四 氟乙烯绝缘材料，故采用焊接结构可以得到较好的电性能指标。但按常规经验公式计算并完成 设计后，组装多根200 mm双头电缆组件后进行测试，结果一致性很好，但不能满足用户要求。测试曲线如图11,测试频段设为6-lOGHz,9.88 GHz时电压驻波比为1.254,远远超过 要求指标。曲线中峰-峰间频率差约为0.45 GHz,电缆介质相对介电常数1.44,则可推算出反射 点的间距约为：(3x108/0 45x1 Ob xi.44i/2=200(mm)这与电缆组件长度基本相同，说明相互叠加的反射主要来自于两接头处；从整个曲线的趋 势来看在每个连接器处应至少有两个集中反射点存在。图10 SMA焊接式射频同轴连接器811 FORWARD REFLECTIONSNR REF=1.000 UCH 1-Sil REFERENCE PLANE 0.0000 mm100.000 mU/DIV10.000000GHz6.000000MARKER 5 9.880000 GHz 1.254 UMARKER TO MAXMARKER TO MIN1 6.000000 GHz1.074 U2/.0000001.020zHG u3 8.060000 GHz1.080 U4 9.000000 GHZ1.198 IJ6 6.000000 GHz1.07 UMARKER READOUTFUNCTIONS图11优化前电压驻波比曲线将仪器按照反射测量法低通阶跃激励模式进行时域校准，并接入待测件进行时域测量分 析。由于连接器中存在两种不同材料，测量时将相对介电常数设为1以便于计算，则可得到图 12的测量曲线。CH 1-Sil REFERENCE PLANE 0.0000 mhi MARKER 69.2425 cm8.410 mUMARKER TO MAXMARKER TO MIN5.4509 mm1.178 nU2.4850 nn15.626 mU1.1743 cn3.226 mU1.7034 cm12.676 mU2.4529 cm-13.912 mUMARKER READOUT FUNCTIONS图12 SMA连接器时域测量曲线采用短路法找出连接器的基准面“点1”，并将其它几个标记点放在波峰与波谷的位置，其中第6点处为电缆部位。由图12中