低成本内带电源的隔离放大器---电源在线.doc

低成本内带电源的隔离放大器 - 电源在线（全面版）资料
新产品简介： 低成本内置电源 隔离放大器 IC
Low-Cost Internally Powered ISOLATION AMPLIFIER IC
特点： 应用：
● 小体积、标准SIP12/DIP24封装 ● 模拟信号数据隔离、采集
●信号输入/输出/工作电源：3000VAC三隔离 ●0-10V / 0-20mA / 4-20mA 隔离传输及供电
● 宽信号带宽：60KHz 带负载能力强1KΩ ● 工业现场信号隔离传输及变换
● 内置高隔离电源（典型输出：12V，30mA） ● 地线干扰抑制
● 5V / 12V / 24V单电源工作宽输入电压范围 ● 变频器、电机控制
● 较高的线性度（0.1% 0.2%）和温度范围 ● 仪器仪表、传感器信号隔离传输及变换
● 0-10V / 1-5V / 0-5V / 4-20mA / 0-20mA ● 信号长线无失真传输
等标准信号的输入/隔离输出
说明：
ISO系列隔离放大器在同一芯片上提供了电源及信号的隔离，该混合集成芯片在同一芯片上集成了一个磁电耦合DC/DC变换电源及一个 电流/ 电压输出的光电耦合隔离放大器。该芯片除为内部放大电路供电外，还可向外部输出一路隔离电压，供外部电路扩展使用。这一特点可方便地为外部电路基准电源及外部放大电路或其他用户应用电路供电。输入及输出侧宽爬电距离及内部隔离措施使该芯片可提供3000VAC绝缘电压。
ISO系列产品使用非常方便，几乎无需外部元件，即可实现信号电流源长线传输（如图）。

Shenzhen Sunyuan Technology CO., Ltd. sun-yuan
深圳市顺源科技

南湖学院

低频电子线路课程设计

课 题：
姓 名：
指导老师：
系 别：
班 级：
学 号：

(1) 启动软件后建立新的工程文件，命名为lan，并且在Project Technology Files栏中选择“ADS Standard:Length unil-millimeter”,打开原理图设计窗口。
(2) 选择File/New Design…新建一个原理图，命名为bjt_curve,并在Schematic Design Temples栏中选择“BJT_curve_tracer”。
(3) 点击，打开元件库，在中输入41511，对41511的查询结果可以看到里面有这种晶体管的不同的模型，以sp为开头的是S参数模型，这种模型不能用来做直流工作点的扫描，选择pb开头的模型，切换到Design窗口，放入晶体管按照下图所示接入晶体管，连线按键为，注意确认线完全接好
(4) 按Simulate键，开始仿真，仿真结束，弹出结果窗口，如下

晶体管直流工作点扫描
选定晶体管的直流工作点后，可以进行晶体管的S参数扫描，本节中选用的是S参数模型sp_hp_AT-41511_2_19950125，这一模型对应的工作点为Vce=2.7V、Ic=5mA。
(5) 新建一个原理图，命名为SP_of_spmod, 并在Schematic Design Temples栏中选择“S-Params”。 然后新的Design文件生成，窗口如下
(6) 加入sp模型的晶体管，并连接电路如图
(7) 由于sp模型本身已经对应于一个确定的直流工作点，因此在做S参数扫描的时候无需加入直流偏置。观察sp模型晶体管的参数显示，在此例中，标定的频率适用范围为0.1~5.1GHz，双击在控件中作修改参数如右。
(8) 点击按键，进行仿真。仿真结束后，系统弹出数据显示窗口，下图所示的史密斯圆图中就是BJT模型的S(1,1)参数和S(2,2)参数，它们分别表示了BJT的输入端口反射系数和输出端口反射系数。

下图列出了BJT模型的S(1,1)参数和S(2,2)参数，它们分别表示了BJT的正向和反射的功率传输参数。
(9) 接着点击，激活的是数字列表的显示方式，在中选择S(1,1)，然后再点击按扭，点确认就可在数据显示窗口中插入一个关于S(1,1)的数据列表，就可以观察在每个频率处的S(1,1)参数的幅度和相位值了。如右图所示。
(10) 双击图中的S参数仿真控制器，选中其中的Calculate Noise选项，单击确认，再次仿真，点击按扭，激活的是图形显示方式，在左边所列的参数列表中选择n(f2)，然后点击，确认，然后在弹出的数据显示格式对话框中选择dB，就在数据框中插入了一个关于n(f2)的矩形图，如下图所示

SP模型仿真设计
很多时候，在对封装模型进行仿真设计前，通过预先对sp模型进行仿真，可以获得电路的大概指标。sp模型的设计，通常被作为电路设计的初级阶段。本节首先设计sp_hp_AT-41511_2_19950125在2GHz处的输入、输出匹配。
1. 构建原理图
（1） 建立新的工程文件，命名为spmod_LNA，并在Schematic Design Temples栏中选择“Simulation-S_Param”。
（2） 在库中选出晶体管sp_hp_AT-41511_2_19950125，放在原理图窗口。
（3） 点击，放置负载终端元件Term1，Term2两个端口。
（4） 然后在原理图中插入两个地线。
（5） 点击，放置输入阻抗测试控件Zin，插入到原理图中。
（6） 点击，放置S参数扫描控件。并修改为上一节中的相同值。
（7） 连接电路图如下。
2. SP模型的仿真
（1） 执行仿真，并等待结束。
仿真结束后，在弹出的数据显示窗口中插入一个关于输入阻抗Zin1的数据列表，如图所示。
（2） 由列表中可得到2GHz点的输入阻抗为：20.083/19.829。换算为实/虚部的形式为18.89＋j*6.81。

3. 输入匹配设计
本部分将为SP模型设计一个输入的茶杯网络，匹配网络是采用微带线实现的，具体过程如下。
（1） 选择TLines-Microstrip元件面板，并在其中选择微带线参数配置工具MSUB并插入到原理图中。
（2） 其中参数的含义是：
􀂄 H:基板厚度
􀂄 Er:基板相对介电常数
􀂄 Mur:磁导率
􀂄 Cond:金属电导率
􀂄 Hu:封装高度
􀂄 T:金属层厚度
􀂄 TanD:损耗角
􀂄 Roungh:表面粗糙度
（3） 双击MSUB控件，设置微带参数,
如图右所示。
（4） 选择元件面板，点击选择采用单分支线匹配电路SSMtch放置在原理图中。
（5） 双击SSMtch进行设置，设置好后如图所示。
（6） 选中SSMtch电路，并单击菜单栏中的DesignGuide>Passive Curcuit,在此时系统弹出窗口中选择项，进入Passive Curcuit DesignGuidep窗口，在窗口中单击按钮，系统将自动完成设计过程。综合完毕后，即可生成适合的匹配网络。
（7） 匹配网络生成后，点击，进入匹配网络的子电路，如图所示。
（8） 设计完成后，单击按钮返回SP仿真的原理图中，将刚刚设计的匹配电路插入到图电路中，作为输入匹配电路，如下
（9） 电路连接完成后，执行仿真，等待仿真结束。
（10） 仿真结束后在数据显示窗口中查看电路的S（1，1）参数和S（2，2）参数的史密斯圆图，并在频率为2GHz处分别插入标记，如下图。

从图中可以看出，对于输入端口来说，反射系数已经很小了，并且输入阻抗也接近负载阻抗50Ω；但对于输出端口来说，反射系数仍然不是很小，且输出阻抗与负载阻抗还有一定的差距。
（11） 观察数据显示窗口中关于S（1，2）参数和S（2，1）参数的矩形图。从图中也可以看出，S（1，2）参数和S（2，1）参数也有一定的改善。
（12） 在数据显示窗口中查看阻抗Zin1的数据列表，职下图所示，从图中也可以看出，当频率为2GHz时，电路的输入阻抗接近50Ω。
由以上的仿真结果可见，电路基本上已经达到了比较好的性能，职：良好的输入匹配、较高的增益、稳定系数和噪声系数。
但另一方面，输出匹配设计匹配还不太好，电路的增益也可进一步的提高。下面就进行输入阻抗匹配设计。
（1） 对于输出及也使用单分支线的结构进行匹配选择，点击微带线工具和T形接头工具，连接电路如图，元件的方向可以按调整。
（2） 由输入匹配的设计，可知输入匹配网络的线宽为1.558mm（当然，实际制作电路的时候，不可能达到这样的精度），根据综合时的设置，这个宽度实际上就是50欧姆特征阻抗对应的线宽。因此，在输出匹配电路中，将所有的宽度设置为此宽度。如图。
（3） 完成微带线参数后，将输出匹配网络连接到SP模型中去，如下图所示。
（4） 在原理图设计窗口的元件面板列表中选择一个优化控件Optim并插入到原理图中。将优化控件中的Maxlters的值改为200，增加优化次数。再在列表中选择2 个优化目标控件GOAL，并插入到原理图中进行设置，设置好后如图所示。
（5） 插入一个新的S参数仿真控制器，并将其频率范围设置在2GHz附近，如右图。

（6） 设置TLIN1和TL3的优化范围。双击TLIN1，先中L项，然后单击进入如下窗口。把Optimization项设置好后如图所示，就把优化范围设置为2.0mm到40mm。TL3的设置方法和参数同上。

（7） 进行仿真，仿真结束观察S（1，1），S（1，2）S（2，1）S（2，2）的数据曲线如下图所示。

从图中可以看出，经过优化后，S（1，1）的参数反而不如不加输出阻抗匹配网络前，这是由于加入匹配网络后，改变了原来电路的输入阻抗，使电路的输入阻抗不再为50欧。但S(2,2)有了很大的改善，优化后的S（1，2）和S（2，1）也有了不同程度的改善。
（8） 反复调整优化方法、优化目标中的权重Weight，还可以对输入匹配网络进行优化，最终得到合适的结果。

综合指标的实现
1. 放大器稳定性分析
首先来分析放大器的稳定性，放大器的稳定性理放大器的一个重要的指标，如果电路稳定系数变得很小（低于0.9），，则难以达到预期性能。
（1） 在元件面板中选择一个稳定系数测量控件StatbFct，并插入到原理图中，如右图所示。
（2） 使原理图设计窗口中的优化控件失效，进行仿真。
（3）

封装模型仿真设计
进行完sp模型设计以后，需要将sp模型替换为封装模型来作进一步设计，有以下工作需要进行
􀂄 将sp模型替换为封装模型。
􀂄 选择直流工作点并添加偏置电压。
􀂄 偏置网络的设计。
􀂄 封装模型电路的S参数仿真。

直流偏置网络设计
1. 偏置网络计算
（1） 打开直流工作点扫描的电路原理图bjt_curve，并在原理图中BJT的基极加入一个节点名称VBE。
（2） 将原理图中的直流电压源SCR1的Vdc改为2.7V。
（3） 删除参数扫描控件PARAMETER SWEEP。
（4） 双击直流仿真控件，在参数设置窗口中选择Sweep选项卡，按下面内容进行设置
􀂄 SweepVar=IBB，表示扫描变量为IBB.
􀂄 Start=0uA，表示扫描起点为0uA.
􀂄 Step=100uA，表示扫描终点为100uA.
􀂄 Step=10uA，表示扫描间隔为10uA.
(5) 双击变量控件VAR，将其中的变量VCE删除。
(6) 进行仿真。
(7) 数据显示窗口出现后，在数据显示窗口插入一个数据列表，如下,从图所示列表中可以看出，当VCE=2.7V、IC=5mA时，IBB=50uA、VBE=799.2mV。

（8） 在数据显示窗口中插入两个偏置电阻计算的方程，分别为Rb=(2.7-VBE)/IBB和Rc=2.3/IC.i，如图

2. 偏置网络仿真

封装模型的仿真
1. 重新建立原理图
（1） 打开spmod_LAN的电路原理图，并以LAN_package为名称保存。
（2） 删除
2、 单级差分放大器的设计
设计如图所示的电流源负载放大器，要求满足下列指标：
工艺
ICC网站的0.35um CMOS工艺
电源电压
3.3V
带宽
10MHz
输入电压为1.6V时的增益
35dB
负载电容
6pF

设计提示：
a) M1和M2尺寸相同；
b) IREF尽可能小；
设计步骤：
1、 仿真单个MOS的特性，得到某W/L下的MOS管的小信号输出电阻和跨导。
2、 根据上述仿真得到的器件特性，推导上述电路中的器件参数。
3、 手工推导上述尺寸下的共源级放大器的直流工作点、小信号增益、带宽。
4、 如果增益和带宽不符合题目要求，则修改器件参数，并重复上述计算过程。
5、 一旦计算结果达到题目要求，用Hspice仿真验证上述指标。
6、 如果仿真得到的增益和带宽不符合要求，则返回步骤2，直至符合要求。

第六节、差动放大器

一、电路结构和命名方法
因为可以从两个输入端输入一个电压差，又可以从两个输出端输出一个被放大的电压差，所以被称为差动放大器。

二、单端输入双端输出电路结构运行原理

1、静态工作点分析
Ub1 = Ub2=0V，Ue = 0V-0.7V = -0.7V
Ie = Ic1+Ic2 = (E2-0.7V)/Re=2mA，Ic1= I c2= 1/2Ie=1mA
Uc1= Uc2=E1-URc1=E1-Ic1×Rc1 = E1-Ic2×Rc2= 4V
2、电路运行原理
①、正半周的输入信号使三极管A的基极电流增大，集电极电流也因基极电流的增大而增大，集电极电阻上的电压URc1应因此而增大，集电极电压因此而下降。
②、三极管A的发射极电流增大，会导致流过Re上的电流增大，Re上的电压也因此增大，由于三极管B的基极接地（Ub2=0），所以三极管B的发射极与基极之间的电压差被减小，发射极电流也因此减小，集电极电流也因此减小，集电极电阻上的电压URc2减小，集电极电压因此而上升。
③、当输入信号为负电压的时候，两个三极管集电极的电压发生反向的变化。
输入信号使两个输出端分别输出一个对称的下降和上升的被放大的电压差。

3、差动放大器在单端输入时的输入阻抗
对于差动放大器在单端输入时的输入端来说，三极管D2的发射极输入阻抗就是第三极管D1的发射极电阻的一部分，因此从输入端看进去，这个阻抗被放大了(β+1)倍。
相对于差动放大器的发射极电阻Re来说，三极管D2的发射极输入阻抗很小(Zeb=26/Ieo)，所以，可以基本忽略Re的影响。又由于两个三极管的参数基本一致，三极管D2的发射极输入阻抗Zeb被放大(β+1)倍之后，基本等于三极管D1的基极输入阻抗Zbe，所以，差动放大器在单端输入时的输入阻抗；相当于同等条件下共发射极放大器的输入阻抗的两倍。

4、差动放大器在单端输入时的电压放大倍数
由于差动放大器在单端输入时的输入阻抗；相当于同等条件下共发射极放大器的输入阻抗的两倍，所以，两个三极管的Ube和Ueb分别只能获得输入信号电压的1/2，所以，由此而引起的基极电流变化量也只有同等条件下共发射极放大器的基极电流变化量的1/2，电压放大倍数也就相应地为同等条件下共发射极放大器的电压放大倍数的1/2。
5、差动放大器输出电压的动态范围
差动放大器的输出电压只能在发射极电压与电源电压正极之间变化，所以，两个三极管的集电极静态工作电压在等于发射极电压与电源电压正极之间一半的位置时，有最大的动态范围。由于发射极电压与基极电压之间0.7V的电压差可以忽略，所以，可以将取两个三极管的集电极静态工作电压设置等于零与电源电压正极之间一半的位置。

6、差动放大器输出电压失真的特点

①、图A是共发射极和共基极放大器输出电压失真的特点——输出电压正负半周失真的性质相反，这是由于共发射极和共基极放大器只有一个三极管——基极与发射极之间只有一个二极管的正向导通阻抗的特性所致。
从共发射极和共基极放大器输出电压失真的特点来看，输出电压负半周的电压放大倍数随着输入信号电压的增加而逐渐加大，输出电压正半周的电压放大倍数随着输入信号电压的增加而逐渐减小，而输出电压负半周的电压放大倍数随着输入信号电压的增加而逐渐加大的趋势更明显一些。所以，从总体来说，共发射极和共基极放大器的电压放大倍数是随着输入信号电压的增加而逐渐加大的趋势。
②、图B是差动放大器输出电压失真的特点——输出电压正负半周失真的性质相同，这是由于差动放大器的两个三极管的基极与发射极之间的正向导通阻抗是一个反向串联的关系。这种反向串联的关系使得在信号较小的时候，差动放大器输出电压的失真因输入端二极管正向导通阻抗的反向补偿而减小。
又由于二极管正向动态导通阻抗的反向串联关系，随着信号的增大而动态导通阻抗增大的作用会越来越占据主导地位，所以，差动放大器随着输入电压的逐渐增大，电压放大倍数是逐渐减小的趋势，这种特性很便于振荡器的稳幅。

三、双端输入双端输出电路结构运行原理

静态工作点与单端输入电路相同
运行原理：当输入信号Ui为正电压的时候，变压器同名端的结构使三极管B的基极此时获得正半周的电压输入Ui2。三极管B的基极电流Ib2因此增大，集电极电流因基极电流的增大而增大，集电极电阻上的电压URc2也因此而增大，集电极电压Uc2因此而下降。
同时，变压器同名端的结构使三极管A的基极获得负半周的电压输入-Ui1。三极管A的基极电流Ib1因此减小，集电极电流因基极电流的减小而减小，集电极电阻上的电压URc2也因此而减小，集电极电压Uc2因此而上升。
差动放大器两个三极管输出端分别输出一个对称的下降和上升的被放大的电压差。两个三极管的集电极电压各自与基极电压的相位相反。
当输入信号负电压的时候，两个三极管集电极的电压发生反向的变化。

由于两个三极管的发射极电流一个增大，一个减小，发射极电阻上的电流没有发生变化，因此发射极电压Ue也保持不变。

四、差动放大器适合放大直流信号的原理
1、其它放大电路的输入结构如图所示：

放大器输入端与地之间都有直流电压差，因此放大器输入端与信号输入之间必须接上一个隔直流电容，以保证三极管能获得正常的静态偏置电流，放大器也因隔直流电容的存在而不能放大直流信号。

2、差动放大器的输入结构如图所示：

如图A所示,差动放大器的输入端没有直流电压差，可以不需要隔直流电容，因此可以放大直流信号。
如图B所示, 差动放大器的输入端也可以加上隔直流电容，因此也可以只放大交流信号而不放大直流信号。

五、电路设计

1、双电源结构如图A所示：
条件：双电源 E1=E2=12V
要求：每个三极管的集电极电流Ic1=Ic2≈1mA
①、Re的设计
差动放大器的总静态工作电流由发射极电流决定，所以，首先根据E2和设计Re的阻值来获得规定的集电极电流。
∵Ic1+Ic2=IRe=(E2-0.7V)/Re
∴Re=(12V-0.7V)/2≈6KΩ
②、Rc1和Rc2的设计
差动放大器的电路结构；决定了三极管的集电极输出电压只能在电源正极发射极电压之间变化。所以，三极管的集电极静态工作电压应当设计在电源正极和发射极电压之间的中间位置。
∵URc1=URc2≈E1/2≈6V
∵IRc1=IRc2=1mA
∴Rc1=Rc2=URc/IRc=6V/1mA=6KΩ

2、单电源结构如图B所示：
①、Rb1和=Rb2的设计
单电源结构与双电源结构的区别在于，需要用Rb1和Rb2串联电路给两个差分三极管的基极提供一个与电源电压的正负极有合理关系的对地电位。这个对地电位一方面应给两个差分三极管的集电极以足够的输出电压动态范围，另方面应给两个差分三极管的发射极与电源负极之间以足够的电压来获得规定的发射极电流。
Rb1和Rb2的比值大致相等时，能满足上述条件。所以，取Rb1=Rb2。
因为流过Rb1和Rb2的电流必须大大于两个差分三极管的基极电流，才能对电路的地电压有足够的稳定作用。所以取流过Rb1和Rb2的电流为两个差分三极管的基极电流的10--50倍；比较能满足上述条件。
假设两个差分三极管的β值都是100，在两个集电极电流之和=1mA的情况下，两个差分三极管的基极电流之和=20uA，则Rb1+Rb2=E/20uA(10--50)≈10KΩ--60KΩ之间。
②、Rc1、Rc2、Re的设计与双电源结构的原理相同。

课堂作业：
1、条件：E1=E2=12V、Ico=1mA。
要求：画出电路结构、设计并标出元件和静态参数、
画出输入和输出波形、计算电压放大倍数Av、
计算输入阻抗Zi、输出阻抗Zo、

2、条件：E=18V、Ico=6mA、β=50。
要求：画出电路结构、设计并标出元件和静态参数、
画出输入和输出波形、计算Av、Zi、Zo

3、条件：E=3V、Ico=0.5mA、β=350。
要求：画出电路结构、设计并标出元件和静态参数、
画出输入和输出波形、计算Av、Zi、Zo

试验四 锁定放大器
锁定放大器可以通过信号处理,检测出强噪声下非常弱小的信号。如果该信号为:
0sin(in V V t ω=
我们再用它乘以方波的傅立叶级数的展开式
41sin(sin(3...3sq V t t ωωπ⎛⎞=
++⎜⎟⎝⎠
然后我们得到:

042221cos(2cos(4cos(6...31535out V V t t t ωωωπ⎛⎞
=
−−−⎜⎟⎝⎠
注意:直流输出与输入电压成正比。

为了完成上述功能,在实验中,我们可以使用开关电路,sq V 高电平时导通in V ,sq V 低电平时通过in V −。详见下图所示。sq V 源自参考信号。参考信号需要通过比较器转化成方波信号。在本试验中我们将使用339比较器。
1 考虑如何使用4016模拟开关和339
比较器 2 组建电路
3 用1in ref V V V == 交流去测试电路。 4 用数字万用表检测输出端的直流成分。
z 输出端的直流成分与你所预期的一致吗?
z 输出端的直流成分随频率变化吗?它应随频率变化吗?
在第一部分,我们组建了相敏检波器,即锁定放大器的信号处理部分。该实验设计应与下列电路图一致,其中的开关与4016
模拟开关相似。

顾名思义,相敏整流器能够调整电路中in V ,使之与ref V (或者sq V 同相。如果in V 与ref V 之间存在相移,直流输出就是in V 在ref V 上的投影。如果
0sin(in V V t ωθ=+
那么直流输出为:
2cos(out V V θπ
=
我们可以形象化地把in V 想象成复数电压,这样直流输出就是in V 的实部。利用下图可以检测in V 的虚部。

如果再加一个移相器(θ,那么sq V 与ref V 不再同相,直流输出就是in V 在ref V 上的投影,详见下图a。在具体应用中,in V 与ref V 存在相移。为了检测最大的直流输出,必须不断调整(θ,直到ref V 与in V 同相。
因此,如将(θ设置为90°,in V 在 ref V 上的投影就是in V 的虚部。接着可将(θ设置
为0°,通过测量输出端电压来检测复数电压,从而得到in V 的实部,而(θ为90°时得到的是
in V 的虚部。

移相器
由上可知,有两个电路可产生相移。最简单的是180°移相器,也就是反相器。第二个电路是积分器,它可引起90°的相移。 其中最实用的电路为0-180°移相器。

根据R,C,R1的值可以决定该电路中的相移,其中R 是可变电阻器,C 与R1定值。 一般说来,0-180°移相器与180°移相器工作最佳。固定的90°移相器会导致直流电发生偏移,从而使输出不过零。

复数电压检测
现在我们就利用锁定放大器来检测节点V 2复数电压,步骤如下。
1 设计一个0-180°移相器,工作点为10千赫。注意选择电位器的时候,它的电阻值R 的
变化范围会受到一定的限制,因此应考虑工作点为10千赫时,要可产生90°相移选择多大的R 和C 比较合适。
2 在工作点为10千赫的条件下,将V 1设置为1伏特。 3 将这个信号应用于in V 和ref V 。
4 调整移相器直到直流输出为0(数字万用表上,同时应注意示波器上的直流输出。直流
V有 90°相移。产生这种现象的原因是什么?
输出为0时,
sq
V连上。
5构建以上测试电路,将V2 与
in
V和比较器(无相移,再测量V2的实部
6连接
ref
7测量V2的虚部,包括90°移相器。
8利用测量的V2值,计算V1与V2之间的阻抗。这个阻抗与以上所得值相符吗?
噪声抑制
该试验旨在检测锁定放大器滤出那些超过参考频率(约为1RC的带宽的信号的能力。我们可通过光电探测器来检测锁定放大器的噪声抑制。我们所关心的信号是由LED产生的一序列光脉冲,噪声是来自荧光灯的60赫兹信号。锁定放大器不仅能够检测光电探测器中由LED导致的均方根电压值,还能够抑制除此之外的噪声。抑制噪声的锁定放大器的测试电路如下图所示。

在所有锁定放大器检测中,需要根据参考频率变换所测的信号。利用比较器,根据锁定参考频率同步开、关LED。在极低频率时,将观察到LED不停地闪烁。接着,用导线连接带有MRD500或VTP1188S(注:具体到你用的型号型号参考白板上的说明光电二极管光的电探测器和电流放大器。用一二米导线连接到LED上,这样就可以相对于光电探测器移动LED。观察示波器上的电流输出,把LED靠近光电二极管并找出来自LED的信号。当LED距离光电二极管几英寸时,该信号将出现。(二极管对红色而不是绿色更敏感。
连接光电探测器的电流输出到锁定放大器,接着,用示波器察看波形,观察LED引起的均方根值。选择远远大于60赫兹的工作频率(比如500赫兹,调节移相器从而使信号最大。将LED往远处拉,检测在噪声下锁定放大器能够观察到多微小的信号。(也可用手蒙住LED,观察锁定输出是否源自LED.在时间常数为1秒的条件下,测量出锁定放大器所能测量的输入端最小信噪比。改变信号频率,观察工作频率在接近60赫兹多少时仍能够区分出信号与噪声。最后用数据简要地描述试验。