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第四章第四章数字基带传输系统数字基带传输系统 数字基带信号的码型数字基带信号的码型 数字基带信号的频谱特性数字基带信号的频谱特性 数字基带传输中的码间干扰数字基带传输中的码间干扰 无码间干扰的基带传输特性无码间干扰的基带传输特性无码间干扰的基带系统无码间干扰的基带系统 抗噪声性能抗噪声性能 眼图眼图 均衡均衡 小结小结Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.4.1 4.1 数字基带信号的码型数字基带信号的码型 数字基带信号码型的设计原则对于传输频带低端受限的信道，一般来讲线路传输码型的对于传输频带低端受限的信道，一般来讲线路传输码型的频谱中应不含直流分量。频谱中应不含直流分量。码型变换码型变换(或叫码型编译码或叫码型编译码)过程应对任何信源具有透明性，过程应对任何信源具有透明性，即与信源的统计特性无关。即与信源的统计特性无关。便于从基带信号中提取定时信息。包括位定时信息和分组便于从基带信号中提取定时信息。包括位定时信息和分组同步信息。同步信息。便于实时监测传输系统信号传输质量，即应能检测出基带便于实时监测传输系统信号传输质量，即应能检测出基带信号码流中错误的信号状态。信号码流中错误的信号状态。尽量减少基带信号频谱中的高频分量。这样可以节省传输尽量减少基带信号频谱中的高频分量。这样可以节省传输频带，提高信道的频谱利用率，还可以减小串扰。频带，提高信道的频谱利用率，还可以减小串扰。编译码设备应尽量简单。编译码设备应尽量简单。Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.1 1、单极性非归零码、单极性非归零码 在二元码中用高电平在二元码中用高电平A和低电平和低电平(常为零电平常为零电平)分别表示分别表示二进制信息二进制信息“1”和和“0”，在整个码元期间电平保持不变，在整个码元期间电平保持不变，单极性非归零码常记作单极性非归零码常记作NRZ。1 1 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 1 2 2、双极性非归零码、双极性非归零码 在二元码中用正电平和负电平分别表示在二元码中用正电平和负电平分别表示“1”和和“0”。整。整个码元期间电平保持不变，而在这种码型中不存在零个码元期间电平保持不变，而在这种码型中不存在零电平。电平。1 1 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 1一一.二元码二元码Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.3 3、单极性归零码、单极性归零码 发送发送“l l”时，在整个码元期间高电平只持续一段时间，在时，在整个码元期间高电平只持续一段时间，在码元的其余时间内则返回到零电平。常记作码元的其余时间内则返回到零电平。常记作RZ(L)。1 1 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 14 4、差分码、差分码 在差分码中，在差分码中，“1”、“0”分别用电平跳变或不变来表示。分别用电平跳变或不变来表示。若用电平跳变来表示若用电平跳变来表示“1”，则称为传号差分码，则称为传号差分码，记作，记作NRZ(M)。若用电平跳变来表示。若用电平跳变来表示“0”，则称为空号差分码，则称为空号差分码，记作记作NRZ(S)。1 1 1 0 1 0 0 1 0 0 0 1 1Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.5 5、数字双相码、数字双相码 数字双相码又称为分相码或曼彻斯特码。它用一个周期的方波数字双相码又称为分相码或曼彻斯特码。它用一个周期的方波 表示表示“1”，而用它的反相波形表示，而用它的反相波形表示“0”。例如：例如：Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.6 6传号反转码传号反转码 传号反转编码传号反转编码(CMI码码)与数字双相码类似，也是一种二电平非归零码。与数字双相码类似，也是一种二电平非归零码。编码规则为：编码规则为：“l l”用交替的用交替的“0 00 0”和和“1 11 1”两位码组表示，而两位码组表示，而“0 0”则固定地用则固定地用“0 10 1”表示表示。1 1 0 1 0 0 1 07 7密勒码密勒码 密勒码又称延迟调制，它是数字双相码的一种变型。在密勒码中，密勒码又称延迟调制，它是数字双相码的一种变型。在密勒码中，“1”用码元周期中点处出现跳变来表示，而对于用码元周期中点处出现跳变来表示，而对于“0”则有两种情况：当则有两种情况：当出现单个出现单个“0”时，在码元周期内不出现跳变；但若遇到连时，在码元周期内不出现跳变；但若遇到连“0”时，则在时，则在前一个前一个“0”结束结束(也就是后一个也就是后一个“0”开始开始)时出现电平跳变。时出现电平跳变。1 1 0 1 0 0 1Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.三元码幅度取值有三个：+1、0、-1。三元码种类很多，被广泛地用作脉冲编码调制的线路传输码型。1 1、双极性归零码、双极性归零码 它是双极性不归零码的归零形式，如下图。此时对应每一符号都有零电位的间隙产生，即相邻脉冲之间必定留有零电位的间隔。1 0 1 0 0 1 1 0二二.三元码三元码Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.AMI AMI码的全称是传号交替反转码。这是一种将消息代码码的全称是传号交替反转码。这是一种将消息代码“0 0”(空号空号)和和“1 1”(传号传号)按如下规则进行编码的码：代码的按如下规则进行编码的码：代码的0 0仍变换为传输码的仍变换为传输码的0 0，而把代码中的，而把代码中的1 1交替地变换为传输码的交替地变换为传输码的+1+1、-1-1、+1+1、-1-1、。例如：。例如：消息代码：消息代码：1 0 0 1 1 0 0 0 1 1 1.1 0 0 1 1 0 0 0 1 1 1.AMIAMI码：码：+1 0 0-1+1 0 0 0-1+1-1.+1 0 0-1+1 0 0 0-1+1-1.由于由于AMIAMI码的传号交替反转，故由它决定的基带信号将出现正负脉码的传号交替反转，故由它决定的基带信号将出现正负脉冲交替，而冲交替，而0 0电位保持不变的规律。由此看出，这种基带信号无直流成电位保持不变的规律。由此看出，这种基带信号无直流成分，且只有很小的低频成分，因而它特别适宜在不允许这些成分通过分，且只有很小的低频成分，因而它特别适宜在不允许这些成分通过的信道中传输。但是，的信道中传输。但是，AMIAMI码有一个重要缺点，即当它用来获取定时信码有一个重要缺点，即当它用来获取定时信息时，由于它可能出现长的连的连息时，由于它可能出现长的连的连0 0串，因而会造成提取定时信号的困串，因而会造成提取定时信号的困难。难。2 2传号交替反转码传号交替反转码Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.3 3HDB3HDB3码码编码规则：编码规则：先把消息代码变换成先把消息代码变换成AMIAMI码，当没有码，当没有44个连个连0 0串时，结束编码；串时，结束编码；当出现当出现44个以上连个以上连0 0串时，则将每串时，则将每4 4个连个连0 0小段的第小段的第4 4个个0 0变换成变换成与其前一非与其前一非0 0符号同极性的符号，称为破坏符号符号同极性的符号，称为破坏符号V(V(即即+1+1记为记为+V+V，-1-1记为记为-V)-V)。当相邻当相邻V V 符号之间有奇数个非符号之间有奇数个非0 0符号时，结束编码；当有偶数符号时，结束编码；当有偶数个非个非0 0符号时，将该小段的第符号时，将该小段的第1 1个个0 0变换成变换成+B+B或或-B-B，B B符号的极性符号的极性与前一非与前一非0 0符号的相反，并让后面的非符号的相反，并让后面的非0 0符号从符号从V V符号开始再交符号开始再交替变化。替变化。例如：代码：代码：1000 0 1000 0 1 1 000 0 1 1AMI码：码：-1000 0 +l 000 0 -1 +1 000 0 -1 +1HDB3码：码：-1000-V +l 000 +V -1 +1 -B00 -V +1 -1Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.编码规则：先将二进制的代码划分成2个码元为一组的码组序列，然后再把每一码组编码成两个三进制数字(、0)。因为两位三进制数字共有9种状态，故可灵活地选择其中的4种状态。为防止PST码的直流漂移，当在一个码组中仅发送单个脉冲时，两个模式应交替变换。代码：0 1 0 0 1 1 1 0 1 0 1 1 0 0取正模式时：0 +-+-0 +0 +-+取负模式时：0 -+-+0 -0 +-+PST码能提供足够的定时分量，且无直流成分，编码过程也较简单。4 4PSTPST码码Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.4.24.2数字基带信号的频谱特性数字基带信号的频谱特性w分析过程分析过程 设一个二进制的随机脉冲序列设一个二进制的随机脉冲序列S(t)S(t)如下图。这里如下图。这里g g1 1(t)(t)和和g g2 2(t)(t)分别表示符号的分别表示符号的0 0和和1 1，TsTs为每一码元的宽度。应当为每一码元的宽度。应当指出，图中虽然把指出，图中虽然把g g1 1(t)(t)及及g g2 2(t)(t)都画成了三角形都画成了三角形(高度不同高度不同)，但实际上，但实际上g g1 1(t)(t)和和g g2 2(t)(t)可以是任意形状的脉冲。可以是任意形状的脉冲。Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.现在假设序列中任一码元时间现在假设序列中任一码元时间TsTs内内g g1 1(t)(t)和和g g2 2(t)(t)出现的概出现的概率分别为率分别为P P和和1-P1-P，且认为它们的出现是互不依赖的，且认为它们的出现是互不依赖的(统计独立统计独立)，则该序列为其中，则该序列为其中 an an是第是第n n个信息符号所对应的电平值（个信息符号所对应的电平值（0 0、1 1或或-1-1、+1+1等）；等）；或者写成或者写成 ，其中，其中二进制的随机脉冲序列二进制的随机脉冲序列Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.随机脉冲序列通常是功率型的，由随机过程知识可知，随机脉冲序列通常是功率型的，由随机过程知识可知，s(t)的功率谱的功率谱密度可表示为密度可表示为设截取时间设截取时间T为，为，T=(2N+1)Ts，式中，式中，N为一个足够大的数值。则为一个足够大的数值。则 sT(t)就可表示成就可表示成则有则有s(t)的功率谱密度的功率谱密度Ps()Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.可以把截短信号可以把截短信号sT(t)看成是由一个稳态波看成是由一个稳态波vT(t)和一个交变波和一个交变波uT(t)构成。构成。0 1 1 0 0 0 1 0Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.这里的稳态波，就是随机信号这里的稳态波，就是随机信号sT(t)的平均分量，可写为的平均分量，可写为则交变波为则交变波为以概率以概率P P出出现的现的g g1 1以概率以概率1-P1-P出现的出现的g g2 2Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.或者或者其中其中 由此看到，稳态波及交变波都有相应确定表示式，因而可以分由此看到，稳态波及交变波都有相应确定表示式，因而可以分别分析它们的频谱特性。再根据别分析它们的频谱特性。再根据 最后可得出最后可得出sT(t)的频谱。的频谱。其中其中Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.当当 时时,vT(t)变成变成v(t)，且有，且有此时，因为此时，因为v(t+Ts)v(t)，故，故v(t)是以是以TS为周期的周期性信号。于是，为周期的周期性信号。于是，v(t)可展成傅里叶级数，即可展成傅里叶级数，即其中其中 又又:于是，于是，v(t)的功率谱密度的功率谱密度pv()为为1求稳态波求稳态波vT(t)的功率谱密度的功率谱密度Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.由由 有有:其中其中于是于是其统计平均为其统计平均为2.求交变波求交变波uT(t)的功率谱密度的功率谱密度Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.当当m=n时时，有，有所以所以当当 时，有时，有则则如果设如果设uT(t)及及u(t)的功率谱密度分别为的功率谱密度分别为puT()及及pu()，则可得，则可得Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.这个结果指出，这个结果指出，u(t)的功率谱密度与的功率谱密度与g1(t)和和g2(t)的频谱的频谱以及出现概率以及出现概率P有关。有关。最后得到最后得到Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.由于由于sT(t)uT(t)+vT(t)，故当，故当 时，时，sT(t)将变成将变成s(t)u(t)+v(t)，于是，于是，s(t)的功率谱密度的功率谱密度ps()最后表示为最后表示为上式是双边的功率谱密度表示式。如果写成单边的，则有上式是双边的功率谱密度表示式。如果写成单边的，则有3求随机基带序列求随机基带序列s(t)的功率谱密度的功率谱密度连续谱连续谱离散谱离散谱Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.若设若设g1(t)0，g2(t)g(t)，随机脉冲序列的功率谱密度，随机脉冲序列的功率谱密度(双边双边)为为式中，式中，G(f)是是g(t)的频谱函数。当的频谱函数。当p1/2，且，且g(t)为矩形脉冲，为矩形脉冲，即即 其频谱为其频谱为则则（1）对于单极性波形）对于单极性波形Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.若设若设g1(t)-g2(t)g(t)，则有，则有当当P1/2时时，上式可变为，上式可变为若若g(t)为矩形脉冲，那么上式可写成为矩形脉冲，那么上式可写成（2）对于双极性波形）对于双极性波形Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.随机脉冲序列的功率谱密度可能包括两个部分：随机脉冲序列的功率谱密度可能包括两个部分：连续谱连续谱pu()及离散谱及离散谱pv()。连续谱连续谱：由于：由于g1(t)及及g2(t)不能完全相同，故不能完全相同，故Gl(f)G2(f)，因而，因而pu()总是总是存在的；存在的；离散谱离散谱：在一般情况下是存在的。但我们容易观察到，若：在一般情况下是存在的。但我们容易观察到，若g1(t)及及g2(t)是是双极性的脉冲，且波形出现概率相同双极性的脉冲，且波形出现概率相同(P1/2)，则下式，则下式中的第二、三项为零，故此时没有离散谱中的第二、三项为零，故此时没有离散谱(即频谱图中没有线谱成分即频谱图中没有线谱成分)。更一般地说，如果更一般地说，如果 ，且，且 ，则由满足上述条件的则由满足上述条件的gl(t)及及g2(t)组成的脉冲序列将无离散谱。组成的脉冲序列将无离散谱。关于随机基带序列功率谱的结论关于随机基带序列功率谱的结论直流分量直流分量Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.4.34.3数字基带传输中的码间干扰数字基带传输中的码间干扰w基带系统模型基带系统模型 在数字基带系统模型中，造成判决错误的主要原因在数字基带系统模型中，造成判决错误的主要原因一方面是噪声，另一方面就是由于传输特性（包括发、一方面是噪声，另一方面就是由于传输特性（包括发、收滤波器和信道特性）不良引起的码间干扰。收滤波器和信道特性）不良引起的码间干扰。Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.在框图中，在框图中，an为发送滤波器的输入符号序列。在二进制的情况为发送滤波器的输入符号序列。在二进制的情况下为下为0、1或或-1、+1。为分析方便，把这个序列对应的基带信号表示成。为分析方便，把这个序列对应的基带信号表示成 这个信号是由时间间隔为这个信号是由时间间隔为Ts的一系列的的一系列的(t)所组成，每一所组成，每一(t)的的强度由强度由 决定。当决定。当d(t)激励发送滤波器激励发送滤波器(即信道信号形成器即信道信号形成器)时，发送时，发送滤波器将产生信号滤波器将产生信号s(t)，表示如下，表示如下 式中，式中，gT(t)是单个是单个(t)作用下形成的发送基本波形。设发送滤波作用下形成的发送基本波形。设发送滤波器的传输特性为器的传输特性为GT()，则，则 这里已考虑了这里已考虑了(t)的频谱为的频谱为1。码间干扰的产生原理码间干扰的产生原理 Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.信号信号s(t)通过信道时会产生波形畸变，同时还要叠加噪声。通过信道时会产生波形畸变，同时还要叠加噪声。因此，若设信道的传输特性为因此，若设信道的传输特性为G()，接收滤波器的传输特性为，接收滤波器的传输特性为GR()，则接收滤波器输出信号，则接收滤波器输出信号r(t)可表示：可表示：其中其中 r(t)被送入识别电路，并由该电路确定被送入识别电路，并由该电路确定 的取值。假定识的取值。假定识别电路是一个抽样判决电路，则对信号抽样的时刻一般在别电路是一个抽样判决电路，则对信号抽样的时刻一般在(kTs+t0)，其中，其中，k是相应的第是相应的第k个时刻，个时刻，t0是可能的时偏。因而，是可能的时偏。因而，为了确定为了确定 的取值，必须首先确定的取值，必须首先确定r(t)在该样点上的值在该样点上的值恢复信息恢复信息码间干扰码间干扰随机干扰随机干扰Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.第一项第一项 ：是第：是第k个接收基本波形在上述抽样时刻上的个接收基本波形在上述抽样时刻上的取值，它是确定取值，它是确定ak信息的依据；信息的依据；第二项第二项 ：是接收信号中除：是接收信号中除第第k个以外的所有其他基本波形在第个以外的所有其他基本波形在第k个抽样时刻上的总和，我个抽样时刻上的总和，我们称这个值为们称这个值为码间干扰值码间干扰值；第三项第三项 ：显然是一种随机干扰。：显然是一种随机干扰。由于码间干扰和随机干扰的存在由于码间干扰和随机干扰的存在,故当故当 加到判加到判决电路时，对决电路时，对 取值的判决就可能判对也可能判错。显然，取值的判决就可能判对也可能判错。显然，只有当码间干扰和随机干扰很小时，才能基本保证上述判决的只有当码间干扰和随机干扰很小时，才能基本保证上述判决的正确；当干扰及噪声严重时，则判错的可能性就很大。正确；当干扰及噪声严重时，则判错的可能性就很大。式中右边式中右边Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.4.44.4无码间干扰的基带传输特性无码间干扰的基带传输特性w码间干扰的大小取决于码间干扰的大小取决于 和系统输出波形和系统输出波形 在抽样时刻在抽样时刻上的取值。然而，上的取值。然而，是随信息内容变化的，从统计观点看，它是随信息内容变化的，从统计观点看，它总是以某种概率随机取值的。系统响应总是以某种概率随机取值的。系统响应 却仅依赖于发送却仅依赖于发送滤波器至接收滤波器的传输特性滤波器至接收滤波器的传输特性 。w 可看作是发送、接收滤波器和信道的总特性，即可看作是发送、接收滤波器和信道的总特性，即w基带传输特性的分析模型基带传输特性的分析模型Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.设系统设系统H()的冲击响应为的冲击响应为h(t),故系统输出的基带信号为故系统输出的基带信号为 其中其中 从理论上说，要做到无码间干扰，则冲击响应从理论上说，要做到无码间干扰，则冲击响应h(t)的波形的波形应该满足如下关系式应该满足如下关系式 即即h(t)的值除在抽样时刻（的值除在抽样时刻（t=0）不为零外，在所有其他）不为零外，在所有其他码元抽样时刻（码元抽样时刻（）均为零。）均为零。Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.由图可见，虽然由图可见，虽然h(t)的整个波形延迟到其它码元时隙，的整个波形延迟到其它码元时隙，但由于在其它码元的抽样判决时刻其值为但由于在其它码元的抽样判决时刻其值为0，因此不存在，因此不存在码间干扰。但需要注意的是，为了分析方便，对网络传码间干扰。但需要注意的是，为了分析方便，对网络传递函数递函数H()作了两点简化：一是设作了两点简化：一是设H()的时延为的时延为0；二是；二是将将t=0时刻的抽样值时刻的抽样值h(0)归一化为归一化为1。典型无码间干扰的典型无码间干扰的h(t)波形波形Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.无码间干扰时的抽样情况无码间干扰时的抽样情况Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.因为因为 把上式的积分区间用角频率间隔把上式的积分区间用角频率间隔2/Ts分割，则可得分割，则可得作变量代换得作变量代换得 寻求满足条件的系统传输特性寻求满足条件的系统传输特性Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.经分析比较，得到无码间干扰时基带传输特性应满足经分析比较，得到无码间干扰时基带传输特性应满足结论：结论：若基带系统的总特性若基带系统的总特性H()能符合能符合Heq()的要求，即的要求，即可消除码间干扰。为检验一个给定的系统特性可消除码间干扰。为检验一个给定的系统特性H()是否是否会引起码间干扰提供了一种准则。由于该准则是奈奎斯会引起码间干扰提供了一种准则。由于该准则是奈奎斯特提出的，故将它称为特提出的，故将它称为奈奎斯特第一准则奈奎斯特第一准则。Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.当当H()为理想低通型时，有为理想低通型时，有 H()的示意图及其冲激响应的示意图及其冲激响应h(t)波形如下图所示，其中波形如下图所示，其中h(t)是是 H()的傅里叶反变换，的傅里叶反变换，h(t)为为 理想低通传输函数理想低通传输函数Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.其其中中 。用用上上述述检检验验方方法法检检查查时时，理理想想低低通通的的传传输输函函数数是是符符合合无无码码间间干干扰扰条条件件的的。因因为为这这时时输输入入数数据据若若以以1/Ts波波特特速速率率进进行行传传送送时时，则则在在抽抽样样时时刻刻上上的的码码间间干干扰扰是是不不存存在在的的；同同时时还还可可看看出出，如如果果该该系系统统用用高高于于1/Ts波波特特的的码码元元速速率率传传送送时时，将将存存在在码码间间干干扰扰。考考虑虑到到系系统统的的频频带带宽宽度度为为1/2Ts，而而最最高高码码元元速速率率为为1/Ts，故故这这时时的的系系统统最最高高频频带带利利用用率率为为2波波特特/赫赫。设设系系统统带带宽宽为为W(赫赫兹兹)，则则该该系系统统无无码码间间干干扰扰时时最最高高的的传传输输速速率率为为2W(波波特特)，这个传输速率通常被称为这个传输速率通常被称为奈奎斯特速率奈奎斯特速率。Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.理想冲激响应的尾巴衰减很慢的原因是系统的频率特性理想冲激响应的尾巴衰减很慢的原因是系统的频率特性截止过于陡峭，进行截止过于陡峭，进行“圆滑圆滑”处理可以减小拖尾，通常被称为处理可以减小拖尾，通常被称为“滚降滚降”。而滚降系数定义为：。而滚降系数定义为：滚降传输特性滚降传输特性Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.（1）当）当 时，为时，为理想基理想基带传输带传输系系统统，h(t)的的“尾巴尾巴”按按1/t的规律衰减。当的规律衰减。当 时，时，“尾巴尾巴”的衰减速率比的衰减速率比1/t 大。大。（2）输出信号频谱所占据的带宽为：）输出信号频谱所占据的带宽为：一般情况下，一般情况下，=01时，时，频带利用，频带利用率为率为21Baud/Hz。可以看出。可以看出 越大，越大，“尾部尾部”衰减越快，衰减越快，但带宽越宽，频带利用率越低。但带宽越宽，频带利用率越低。滚降系数的不同可以得出结论：滚降系数的不同可以得出结论：Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.不同不同 值的余弦滚降传输函数（频谱特性、冲激响应值的余弦滚降传输函数（频谱特性、冲激响应）Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.4.6无码间干扰的基带系统的抗噪声性能无码间干扰的基带系统的抗噪声性能w如果基带传输系统无码间干扰又无噪声，则通过连接在接收滤波器之如果基带传输系统无码间干扰又无噪声，则通过连接在接收滤波器之后的判决电路，就能无差错地恢复出原发送的基带信号。但当存在加后的判决电路，就能无差错地恢复出原发送的基带信号。但当存在加性噪声时，即使无码间干扰，判决电路也很难保证性噪声时，即使无码间干扰，判决电路也很难保证“无差错无差错”恢复。恢复。无噪声及有噪声时判决电路之输入波形无噪声及有噪声时判决电路之输入波形 受噪声影响受噪声影响的信号波形的信号波形无码间干扰无码间干扰与噪声的信与噪声的信号波形号波形发生误码发生误码Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.判决电路输入端的随机噪声就是信道加性噪声通过接收滤判决电路输入端的随机噪声就是信道加性噪声通过接收滤波器后的输出噪声。因为信道噪声通常被假设成平稳高斯白噪波器后的输出噪声。因为信道噪声通常被假设成平稳高斯白噪声，而接收滤波器又是一个线性网络，故判决电路输入噪声也声，而接收滤波器又是一个线性网络，故判决电路输入噪声也是平稳高斯噪声，且它的功率谱密度为是平稳高斯噪声，且它的功率谱密度为 式中，式中，n0/2是信道白噪声的双边功率谱密度；是信道白噪声的双边功率谱密度；GR()是接收滤波是接收滤波器的传输特性。由此看出，只要给定了器的传输特性。由此看出，只要给定了n0及及GR()，判决器输入，判决器输入端的噪声特性就可以确定。为简明起见，把这个噪声特性假设端的噪声特性就可以确定。为简明起见，把这个噪声特性假设为均值为零、方差为为均值为零、方差为 。于是，噪声的瞬时值。于是，噪声的瞬时值 的统计特性，的统计特性，可由一维高斯概率分布密度描述可由一维高斯概率分布密度描述。计算错误概率计算错误概率(误码率误码率)Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.由无噪声及有噪声时判决电路的输入波形图表明，在噪声影由无噪声及有噪声时判决电路的输入波形图表明，在噪声影响下发生误码将有两种差错形式：发送的是响下发生误码将有两种差错形式：发送的是“1”“1”码，却被判为码，却被判为“0”“0”码；发送的是码；发送的是“0”“0”码，却被判为码，却被判为“1”“1”码。码。下面来求这两种情况下码元错判的概率。下面来求这两种情况下码元错判的概率。对于双极性基带信号，在一个码元持续时间内，抽样判决器对于双极性基带信号，在一个码元持续时间内，抽样判决器输入端得到的波形可表示为输入端得到的波形可表示为 由于由于 是高斯过程，是高斯过程，故当发送故当发送“1”“1”时时，过程，过程 的一的一维概率密度为维概率密度为Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.而当发送而当发送“0”“0”时时，过程，过程 的一维概率密度为的一维概率密度为 与它们相应的曲线分别示于右图。这时，若令判决门限为与它们相应的曲线分别示于右图。这时，若令判决门限为 ，则，则将将“1”“1”错判为错判为“0”“0”的概率的概率 及将及将“0”“0”错判为错判为“1”“1”的概率的概率 可可以分别表示为以分别表示为 Evaluation only.Created with Aspose.Slides for.NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0.Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.若发送若