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,*,单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,电子线路,第 一 章,功率电子线路,1.1,概述,功率电子线路是采用功率电子器件实现能量变换和控制功能的电路。,功率电子线路分为功率放大电路和电源变换电路；,功率放大电路是在输入信号作用下,把直流能量转换成交流输出功率的放大电路；,电源转换电路是把电源能量进行特定方式转换的电路。,1.1.1,功率放大器,功率放大器与小信号放大器的区别：,小信号放大的是电压或者电流，对输出功率无要求。,功率放大器的要求是,，在安全工作条件下，高效率，小失真，输出尽可能大的功率。,集电极效率,P,O,信号输出功率，,P,D,直流功率，功耗,P,C,，,P,O,相同，,P,C,越小，,C,越大。,大信号运用电路，放大管特性非线性引起失真比小信号放大器大，减小非线性失真必须认真考虑。,按照功率管不同工作状态，分为甲类，乙类，甲乙类和丙类等。集电极效率甲类最低，丙类最高。,1.1.2,电源变换电路,将电源能量进行特定方式的变换,AC-DC,：把交流电变成直流电,整流器,；,DC-DC,：把一种数值的直流电变成另一种数值或者极性的直流电,斩波器,；,DC-AC,：把直流电能变成不同幅值，频率的交流电,逆变器,；,AC-AC,：把,50Hz,交流电变成不同幅值，频率的交流电,变换器,；,它们同样要求选择合适的功率器件，并具有很高的效率。,1.1.3,功率器件,大功率器件结构和性能参数与小信号器件不同,比如功率晶体管发射极面积较大，,较低，,I,CBO,较,大，,V,(BR)CEO,和,I,CM,也较大。且集电极一般与管座相连，便于安装散热器。,一、散热,热阻与温度的关系,T,2,-,T,1,=,R,TH,P,集电极最大耗散功率,P,CM,=,(,T,jM,-,T,a,)/,R,th,集电结与周围环境的热阻,R,th,=,R,(th)jc,+,R,(th)ca,R,(th)jc,为结与底座的热阻，,R,(th)ca,为管壳与周围环境的热阻,加散热器后的总电阻,R,th,=,R,(th)jc,+,R,(th)cs,R,(th)sa,二、二次击穿,集电极电压超过,V,(BR)CEO,而引起的击穿，只要限制击穿电流，是可逆的。而如果不限制电流，可能出现集电极电压迅速减小，电流急剧增大的现象，这种由高压小电流迅速转移为低压大电流的现象就是二次击穿，而且不可逆。,双扩散,MOS,管,(Double-diffused MOSFET),，它可承受的电流高达数百安，电压高达几百伏，甚至上千伏。,三、器件,绝缘栅双极型功率管,（,IGBT,）,与双扩散,MOS,管相比，,IGBT,仅在高掺杂,N,+,区与金属漏极之间插入一层高掺杂的,P,+,区，与作为,MOS,管衬底的,P,+,区之间夹着,N,区，形成两个,PN,结，构成,PNP,型晶体三极管，这个晶体三极管与,MOS,管共同组成组合管。,1.2,功率放大器的电路组成和工作特性,性能分析时，器件采用大信号模型。工程上，采用图解分析。,1.2.1,从一个例子讲起,i,C,=,I,CQ,+,i,c,=,I,CQ,+,I,cm,sin,t,v,CE,=,V,CEQ,+,v,ce,=,V,CEQ,V,cm,sin,t,V,cm,V,CEQ,V,CC,/2,，,I,cm,=,V,cm,/,R,L,V,CEQ,/,R,L,P,L,中交流功率,P,o,=,V,cm,I,cm,/2=,V,CEQ,I,CQ,/2=,P,D,/4,，相应的最大集电极效率,1.2.2,甲类、乙类功率放大器的电路组成,及其功率性能,=,n,2,R,L,一、甲类变压器耦合功率放大电路,直流,负载线是自,v,CE,=,V,CC,出发的垂直线,EF,直流负载线与,i,B,=,I,BQ,交点即为静态工作点,Q,。,交流负载线是一条通过,Q,点的直线,MN,，它的斜率为,-1/,性能分析,i,C,=,I,CQ,+,I,cm,sin,t,v,CE,=,V,CEQ,-,V,cm,sin,t,，,V,cm,=,I,cm,R,L,输出信号功率：,直流功率：,P,D,=,V,CC,I,CQ,集电极管耗：,P,C,=,P,D,-,P,o,集电极效率：,P,D,一定时，要使输出信号功率最大，应使,Q,点正好在有效交流负载线的中点，即,V,cm,=,V,CC,-,V,CE(sat),，,I,cm,=,I,CQ,-,I,CEO,。,若忽略,V,CE(sat,）,，,I,CEO,，则有,V,cm,=,V,CC,，,I,cm,=,I,CQ,，,P,omax,=1/2,V,CC,I,CQ,，,cmax,=50%,。,当,Q,点选定后，在充分激励情况下，仅有一个交流负载值，能输出最大信号功率，其交流负载线的中点必定通过,Q,点。,v,CEmax,=,2,V,CC,V,(BR)CEO,V,CC,V,(BR)CEO,/2,i,Cmax,=,2,I,CQ,I,CM,I,CQ,I,CM,/2,P,Cmax,=,P,D,P,CM,还应保证动态点不超过二次击穿限定的安全区,。,安全工作条件,二、乙类推挽功率放大电路,变压器耦合电路,互补推挽电路,电路介绍,两管配对，无信号时，截止，输出为,0,。加信号,v,i,=,V,im,sin,t,，两管轮流导通。正半周，,T,1,导通，,T,2,截止，,i,E1,i,C1,；负半周，,T,1,截止，,T,2,导通，,i,E2,i,C2,。负载,R,L,的电流,i,L,=,i,E1,-,i,E2,为完整的正弦波。,工作原理,假设,T,1,和,T,2,完全配对，,I,CEO,和,V,BE(ON),均为零。管子导通时，交流负载为,R,L,，,交流负载线为从电源出发，斜率为,-1/,R,L,的直线,。管子截止时,交流负载线为与横轴重合的水平线。,性能分析,输入为正弦信号的推挽式乙类功放，在最大不失真条件下两管轮流导通，集电极电流在信号的不同半周为正弦波，另半周为零。,通过负载,R,L,的电流,i,L,i,c1,-,i,c2,=,I,cm,sin,t,相应产生的电压,v,L,V,cm,sin,t,=,R,L,I,cm,sin,t,负载功率：,P,L,=,P,o,=,V,cm,I,cm,/2,电源提供的总功率：,P,D,=,P,D1,P,D2,=2,V,CC,I,C0,=2,V,CC,I,cm,/,令电源电压利用系数为：,集电极效率,C,P,o,/,P,D,(,/4),单管集电极功耗,P,C1,=,P,C2,=(,P,D,-,P,L,)/2=(2,/,-/2),P,omax,=2/,0.636,P,Cmax,0.2,P,omax,注意：,在乙类推挽功率放大器中，,P,C,的最大值既不出现在,=0,即静止状态，也不出现在,=1,即最大输出状态。因为,小时，虽然,P,o,小，但,P,D,也小，结果,P,C,小；反之，,接近,1,时，虽然,P,D,大，但,也高。,P,D,中大部分转化为,P,o,，结果,P,C,也较小。,安全工作的条件：,v,CEmax,2,V,CC,V,(BR)CEO,i,Cmax,=,I,cm,V,CC,/,R,L,I,CM,P,C1max,=,P,C2max,=0.2,P,Lomax,P,CM,同时动态点不能超过二次击穿限定的安全区,1.2.3,乙类互补推挽放大器实际电路,一、交叉失真和偏置电路,1.,交叉失真,由于导通电压的影响，电路传输特性的起始段弯曲，因此两管合成的传输特性在零点附近出现非线性，在输入正弦波激励下，输出合成电压波形将在衔接处出现严重失真，这就是交叉失真或者交越失真。加偏置可以克服失真。,V,BB,=2,V,T,In(,I,R,/,I,S,),2.,二极管偏置电路,V,BE3,=,V,T,ln(,I,C3,/,I,S,),V,T,ln(,I,R,/,I,S,),V,BB,=,V,BE3,(1+,R,1,/,R,2,),通过改变,R,1,和,R,2,，,可提供需要的,V,BB,3.,V,BE,倍增偏置电路,如果使用单电源供电，必须在公共负载端串接大容量电容,C,L,。,C,L,可以充当,V,CC,/2,的直流电源作用。,二、单电源供电的互补推挽电路,复合管取代互补管，,T,1,、,T,3,为小功率管，,T,2,、,T,4,为大功率管，,T,1,、,T,2,等 效为一个,NPN,管，,T,3,、,T,4,等 效为一个,PNP,管。,复合管类型取决第一只管的 类型。这样的配对更容易实现。,三、准互补推挽电路,四、保护电路,保护电路有,过流,，,过压,和,过热,之分。,过流保护电路,五、输入激励电路,1.3,集成功率放大器,1.3.1 LM380,集成功率放大器,T,1,T,6,管为输入级，其中，,T,1,、,T,3,和,T,2,、,T,4,管接成共集共射组合差分放大电路。,T,5,、,T,6,为镜象电流源，作为有源负载，,R,3,为发射极反馈电阻。差放中,T,3,管的静态电流,I,CQ3,（,I,EQ3,）由,V,CC,通过,T,10,管和,R,1,设定，,T,4,管的静态电流,I,CQ4,（,I,EQ4,）由输出静态电位,V,OQ,通过反馈电阻,R,2,设定。,1.3.2,功率运算放大器,在集成运放输出端接入,T,1,T,4,管组成的互补推挽功率放大器。,T,5,、,T,6,管为电流自举电路，当,T,3,（或,T,4,）管电流,i,C3,（或,i,C4,）增大到,R,3,（或,R,4,）上的压降导致,T,5,（或,T,6,）管导通时，,R,L,上便附加,T,5,（或,T,6,）管的输出电流。,1.3.3 MOS,管集成功率放大器,T,8,、,T,9,互补推挽输出级，由,T,10,、,T,12,和,T,11,、,T,13,推动；,T,7,，,R,7,，,R,8,偏置电路,，,克服交越失真；,I,R,，,T,6,，,R,6,共源放大器，推动两个双极型互补推挽电路；,T,14,，,T,15,和,D,6,，,D,7,为,T,8,，,T,9,的过流保护电路；,R,9,过流取样电路。,PA04,集成,MOS,功率放大器的输出级电路,。,1.3.4,桥式功率放大器,A,1,同相，,A,2,反相，,悬浮负载,R,L,上的电压幅度为单个放大器的两倍,接成桥路后，合成的输出功率为单个放大器的,四倍,。,1.3.5,集成,Class D,音频功率放大器,Class D,类功放采用了脉宽调制技术,PWM(Pulse Width Modulation),，用模拟音频信号调制一系列矩形脉冲的宽度，使该等幅脉冲信号的宽度随模拟音频信号幅度大小而变化。因此，脉冲信号的宽度中包含了模拟音频信号。用该脉冲信号驱动输出功率级，产生信号，最后采用低通滤波器还原出音频信号。所以，输出功率管完全工作在开关状态，获得高效率。,Class D,音频功放主要由比较器，三角波发生器，功率放大器和,LC,低通滤波器等组成。,采用桥式输出可增加,Class D,功放的输出功率，只是需要产生两路互补,PWM,信号以驱动桥式输出功率级。在互补,PWM,信号激励下，,T,1,、,T,4,和,T,2,、,T,3,交错导通，输出功率增加到,4,倍。,1.4,功率合成技术,功率合成是实现多个功率放大器联合工作的技术。,A,、,B,为功率提供端，,C,、,D,为功率合成端。,C,为同相合成端，,D,为反相合成端，在一端合成功率输出时，另一端无功率输出。,当,R,d,和,R,c,之间满足特定关系时，,A,、,B,两输入端彼此隔离。,功率合成电路也可实现功率分配的功能。,1.4.1,功率合成电路的作用,一、变压器和传输线的工作频带,上限频率主要受绕组电感和匝间分布电容限制，下限频率主要受到有限激磁电感量限制。传输线有极宽的工作频带和很高的上限频率。,传输线指连接信号源和负载的两根导线。低频工作，信号波长远大于导线长度时，传输线为两根普通的连接线，下限频率为零。高频工作，信号波长与导线长度可比拟时，两导线上的固有分布电感和线间分布电容的影响不能忽略。,1.4.2,传输线变压器,二、传输线变压器的工作原理,在上限频率范围内,1,：,1,倒相,对称（平衡）与不对称（不平衡）的转换,三、传输线变压器功能,阻抗变换器,4,：,1,1,：,4,T,r1,魔,T,混合网络，,T,r2,对称一不对称变换器。,T,r1,两绕组上电压等于,v,d/2,1.4.3,用传输线变压器构成的魔,T,混合网络,i,=,i,a,i,d,，,i,=,i,d,i,b,i,d,=,（,i,a,+,i,b,）,i,c,=2,i,=,i,a,i,b,一、功率合成,i,=,（,i,a,i,b,）,i,a,=,i,b,反相输入,(2),i,a,=-,i,b,同相输入,i,d,=,（,i,a,+,i,b,）,i,c,=2,i,=,i,a,i,b,分三种情况,i,c,=0,i,d,=,i,a,=,i,b,P,d,=,P,a,+,P,b,C,端无输出，,D,端合成,v,a,=,v,b,=,v,d,/2,输入为正弦波,P,c,=,P,a,+,P,b,i,d,=0,i,c,=2,i,a,=,2,i,b,D,端无输出，,C,端合成,v,d,=0,（,3,）,i,a,i,b,，,v,a,v,b,v,=,v,d,/2,，,v,d,=,i,d,R,d,，,v,c,=,i,c,R,c,，,i,c,=2,i,v,a,=,v,+,v,c,=,i,d,R,d,+2,iR,c,，,v,b,=,v,-,v,c,=,i,d,R,d,-2,iR,c,只要,负载均为,极端情况若 等同,i,b,=0,P,c,=,P,d,=,P,a,/2,二、功率分配,同相功率分配,反相功率分配,三、另一种混合网络,由两个,11,传输线变压器组成,实例,宽带功率合成,1.5,整流电路,整流电路将电力网提供的频率为,50Hz,的交流电压变换为直流电压（或电流）。,根据电路中采用的整流器件不同，下面按二极管整流电路、三极管整流电路和可控整流电路介绍,1.5.1,二极管整流电路,二极管整流电路按半波、全波、桥式三种介绍,T,r,电源变压器，,D,整流二极管，,R,L,负载，,C,L,滤波电容。,工作原理,：二极管上电压为（,v,2,-,v,0,），大于零,D,导通，给,C,L,充电，充电时间常数,R,D,C,；小于零,D,截止，,C,L,放电，放电时间常数,R,L,C,。,R,D,0,，,i,G,=0,，正向截止；,2,、,v,AK,0,，,i,G,0,，正向导通；,3,、,v,AK,0,，反向截止；,半波可控整流电路,1.6,稳压电路,为获得稳定的直流电压，整流器后面一般都加接直流稳压电路。,直流稳压电路分为并联型，串联型和开关型三种。,并联型稳压电路是由稳压二极管构成的稳压电路，简单但稳压性能差。,串联型稳压电路，除传统结构电路外，还介绍目前应用较广的低压差线性稳压电路。,开关型稳压电路是一种非线性电路，电路中的主要器件工作于开关状态，从而获得更高的效率。,1.6.1,串联稳压电路,原理电路,组成框图,基准电压源电路,T,16,、,T,17,为调整管。,T,15,，,D,2,和,R,11,R,12,R,13,构成调整管的过压过,流保护电路。,T,14,为,过热保护管。而,T,12,，,T,13,，,D,1,，,R,4,R,7,和,R,18,构成稳压器的启,动电压,。,T1T7,基准电压源电兼作比较放大器；,R,19,，,R,20,取样分压电阻。,集成稳压电路,1.6.2,低压差线性稳压电路,基于负反馈自动调节作用获得稳定的输出电压。取样电压加在比较放大器,A,的同相端，与加在反相端的基准电压,V,ref,相比较，两者的差值经,A,放大后，控制串联调整管的压降，稳定输出电压。,LDO,与一般串联稳压电路的最大区别在于调整管的接法。,对控制信号前者为共源连接，调整管可工作在饱和区，甚至非饱和区。后者共集连接，调整管工作在放大区；,一般串联稳压电路的输入和输出电压差至少为一个集射饱和电压和一个基射导通电压之和。对于,LDO,，当调整管工作于非饱和区时，其输出电压可以非常接近输入电压，即可获得非常小的压差。,LDO,的交流分析,以参考电压为输入，电压串联负反馈，深度负反馈,1.6.3,开关稳压电路,一、直流,直流变换器,直流,直流变换器有降压型、升压型和降压,升压型三种典型电路。,1,、降压型变换器,V,A,=,V,I,控制,d,即可控制输出,d,1,即,T,(,osc,),1,振幅起振条件,T,(,osc,),=,2,n,(,n,=0,1,2,),相位起振条件,正反馈,1,、起振条件,在振荡幅度达到某一所需确定值时限制其增长，并最终达到平衡。使反馈网络的输出信号幅度恰巧等于环路所需的输入信号幅度。,T,(j,osc,)=,1,也称巴克豪森准则,T,(,osc,)=,1,振幅平衡条件,T,(,osc,),=,2,n,(,n,=0,1,2,),相位平衡条件,2,、平衡条件,起振时大于,1,，随振荡电压振幅增大而下降，平衡时等于,1,。因此，环路中必须包含非线性环节。非线性环节可以在放大器中，也可以出现在反馈网络中。,3,、环路增益特性,3.1.2,稳定条件,电源电压、温度、湿度等外界因素变化破坏已维持的平衡条件。通过放大和反馈的反复循环，振荡器越来越远离原来的平衡状态，导致振荡器停振或突变到新的平衡状态，表明原来的平衡状态是,不稳定,的。反之，如果通过放大和反馈的反复循环，振荡器能够产生回到平衡状态的趋势，并在原平衡状态附近建立新的平衡状态，当这些变化消失以后，又能恢复到原平衡状态，表明原平衡状态是,稳定,的。,1,、振幅稳定条件,两个均为平衡点，但,A,点是稳定的，,B,点不稳定,硬激励,必须外加大的电冲击产生大于 的起始扰动电压才,能进入平衡点,A,，产生持续等幅振荡的方式；,软激励,电源接通后自动进入稳定平衡状态的方式。,2,、相位（频率）稳定条件,在振荡频率 附近相频特性 具有负斜率。,要产生稳定的正弦振荡，振荡器必须满足振荡的起振条件、平衡条件和稳定条件，它们缺一不可！,注 意,3.1.3,基本组成和基本分析方法,基本组成,：主网络和反馈网络，,必须包含可变增益放大器和相移网络。,组成形式：,集总和分散,集总方式,放大器和相移网络在电路上可以明确,分成两个部分。,分散方式,，放大器和相移网络在电路上无法明确,分开，相移分散在每个单级放大器中。,可变增益特性,：一种是利用放大管固有的非线性，称为内稳,幅；另一种插入非线性环节，称为外稳幅。,相移网络：,LC,谐振回路、,RC,相移和石英晶体谐振器等。,基本分析方法（以集总形式为例）,1,、定性分析,2,、定量分析,3,、性能改进的分析,组成、相位条件（是否正反馈）进行判断,起振条件 用小信号等效电路计算,注意,这是非线性电路的一个特例,分析影响性能的原因，给出改进措施,定性分析举例,3.2.1,三点式振荡电路,特点,：,谐振回路三个引出端和三极管三电极连接。,组成法则,：,B-E,和,C-E,间为同性质电抗，,B-C,为异性质电抗,电路以发射极所接电抗命名,3.2,LC,正弦波振荡器,Colpitts,Hartley,一、电路,例,试以相位条件判断各交流通路所示电路能否振荡,R,eo,=,L,Q,o,，,Q,o,为回路的固有品质因数。,Z,i,R,E,/,r,e,/1/j,二、电容三点式的起振条件,令,R,i,=,R,E,r,e,r,e,C,2,=,C,2,+,C,be,若忽略损耗，,X,1,+,X,2,+,X,3,0,起振条件,T,(j,osc,)1,，令虚部,B,=0,求振荡频率，实部大于,1,，求振幅起振条件。,B,=0,即,实部大于,1,即,g,m,A,为反馈系数,三、自给偏置对电路的影响,例：,试指出图示振荡电路中的错误，并改正,四、如何提供直流偏置,3.2.2,差分对管振荡电路,E1648,集成振荡器,3.3,LC,振荡器的频率稳定度,定义：在规定时间或规定温度，湿度，电源电压等变化范围内振荡频率的相对变化量。频率稳定度有长期，短期和瞬时之分。,当振荡频率为规定的,f,osc,时，短期频稳度定义：,3.3.1,影响频率稳定性的因素,3.3.2,提高频率稳度性的措施,1,、减小外界因素的影响,2,、提高振荡回路标准性,减小,L,和,C,的相对变化量的措施是：采用高稳定的集总电感和电容；提高寄生参量的稳定性；采用温度补偿；在电路设计上则应考虑减小寄生参量及它在,L,和,C,中的比重等。,3.3.3,克拉泼振荡电路,加了一个与,L,串接的电容,C,3,。,C,3,C,1,，,C,3,10,5,。,电抗特性,串联谐振角频率,并联谐振角频率,晶体振荡电路,晶体工作在,f,s,和,f,p,之间，偏向于,f,s,，呈感性的频段内，等效为一个,高,Q,值电感,，与外电路电容构成并联谐振回路，相应构成的振荡电路称为,并联型,晶体振荡电路。,晶体工作在,f,s,上，等效为,短路线,，对应振荡电路为,串联型,晶体振荡电路。,C,1,和,C,2,的串联电容直接并联在晶体两端，是晶体的负载电容。如果其值等于晶体规定值，那么振荡电路的振荡频率就是晶体标称频率。,一、并联型晶体振荡电路,皮尔斯晶体振荡电路,采用温度补偿的晶体振荡器的实用电路,XK76,集成晶体振荡器的内部电路,二、串联型晶体振荡电路,三、泛音振荡电路,3.5,RC,正弦波振荡器,采用分立元件,RC,构成相网络，振荡器主要工作在几十,kHz,以下的低频段。,移相网络包括,导前 滞后 串并联,移,相,电,路,1,、,RC,移相网络均为衰减网络，传输增益,2,、每节导前与滞后电路的最大相移,3,、串并联电路具有与,LC,谐振电路类似的特性,结论,需与放大器相接,至少,3,节,RC,，且与,反相,放大器相接,必须与,同相,放大器相接,电 路,外稳振幅文氏电桥振荡电路,振幅起振条件分析,R,t,2,R,1,3.6,环形振荡器,这类电路要求多级级联放大器本身是反相放大器，级联后仍为反相放大器，并形成环。,从电路形式上看是负反馈，但利用各级放大器高频工作产生的附加相移，在某个频率上达到,180,度，则负反馈变成正反馈。,1,、门电路反相器构成环行振荡器,n,反相器的级数，必须为奇数。环路中每级反相器产生的附加相移为,2,、差放构成环行振荡器,差分放大器具有两个输入端和两个输出端，在环路中的接法较灵活，直观上不必是奇数级，也可为偶数。,3.7,负阻正弦波振荡器,负阻放大器是利用负阻器件与,LC,谐振回路构成的正弦波振荡器,，,工作在超高频段。,隧道二极管特性,负阻器件：增量电阻为负值的器件。,3.7.1,负阻器件,隧道二极管工作在大信号时的特性,3.7.2,负阻振荡原理及其电路,g,n(av),=,g,e0,并联型,g,n,g,eo,电压型负阻振荡器,串联型,电流型负阻振荡器,3.7.3,用负阻观点讨论,LC,反馈振荡器,从供给能量的观点来看，带有正反馈的放大器件可以等效地看成负阻器件。,3.7.4,用正反馈电路实现负阻振荡,交叉耦合电路,3.8,压控振荡器,压控振荡器（,Voltage Control Oscillator,，,VCO,），电压控制振荡器，一般是用电压控制振荡器的振荡频率。由于信号的频率和相位的内在联系，因此,VCO,既可以用电压控制振荡器的输出振荡频率，也可得到与控制电压相关，振荡器的输出相位。不过，因为压控振荡器的本质还是一个振荡器，所以所有关于振荡器的分析这里都适用，只是对于压控振荡器还需考虑与电压控制相关的特性以及如何用电压来控制振荡器的振荡频率。,3.8.1,压控特性,为 处的斜率，称为压控灵敏度,3.8.2,压控振荡器的实现方法,与主网络,、,反馈网络均有关，控制主网络的相频特性,、,反馈网络的相频特性,或,在反馈环路中插入相移网络都可达到控制频率的目的。,可得振荡频率,在,LC,电路中，用变容管代替电容；,在环形振荡器中，控制电路的延时。控制电路中关键节点的等效电阻和电容。最常用的是控制电阻：用工作在非饱和区的场效应管，也可用正、负阻组合，利用正、负阻的抵消，改变总电阻。,当振荡频率取决于为电容充放电的电流值时，可以控制电流源电路的输出电流。,一般方法,3.8.3,压控振荡器实现方法举例,1,、控延时,（由控制负电阻实现）,R,1,R,2,R,P,只要 ，即为正阻。,改变,即可改变,的值，从而改变,M,1,、,M,2,漏极节点上的,RC,时间常数。,2,、控电流,（射极耦合多谐振荡器）,振荡频率取决于电路的充放、电速度。用控制信号去控制电容的充、放电电流，就可控制振荡频率。,当,V,D,(on)1,=,V,D,(on)2,=,V,BE,(on),时，输出对称方波电压的频率为,3.9,寄生振荡、间歇振荡和频率占据,3.9.1,寄生振荡,寄生振荡是在某些特定频率上，电路中集总参数和分布参数构成的闭合环路满足振荡条件而自行产生的一种不希望的振荡。以破坏闭合环路的振荡条件来抑制寄生振荡。,低频寄生振荡的闭合环路一般由高频扼流圈、隔直流或旁路电容构成。消除措施：合理选择扼流圈的电感量或旁路电容的电容量，扼流圈中串接小电阻或并接大电阻。,超高频寄生振荡的闭合环路由电路中的分布参数、管子极间电容构成。消除措施：采用引线和贴片元件；管子的基极或集电极上串接小的无感电阻；隔直流或旁路的大电容上并接几百,pF,的小电容。,3.9.2,间歇振荡,引起原因,：旁路电容,C,E,或耦合电容,C,B,取值过大，偏置电压跟不上振荡幅度的变化。,解决措施,：偏置电压的变化速度必须比振荡幅度的变化速度快。,C,E,、,C,B,的取值不宜过大，并增大振荡回路的,Q,e,。,3.9.3,频率占据,在振荡器的闭合环路中引入频率为 的外来信号,v,s,，则当 接近 时，振荡器的振荡频率 将受到 的牵引。,第 四 章,振幅调制、解调与混频电路,振幅调制与解调、混频、频率调制与解调等电路是通信系统的基本组成电路。它们的共同特点是将输入信号进行频谱变换，以获得具有所需频谱的输出信号，因此，这些电路都属于频率（或频谱）变换电路。,根据频谱变换的不同特点，频率变换电路分为频谱搬移电路和频谱非线性变换电路两大类。前者的作用是将输入信号频谱沿频率轴进行不失真的搬移，属于这类电路的有振幅调制与解调电路、混频电路等。后者的作用是将输入信号频谱进行特定的非线性变换，属于这类电路的有频率调制与解调电路等。,4.1,频谱搬移电路的组成模型,4.1.1,振幅调制电路的组成模型,振幅调制电路有两个输入信号，一个是输入调制信号 ，它含有所需传输的信息，另一个是输入高频等幅信号（又称载波信号），其中 为载波角频率，为载波频率。,振幅调制信号按其不同频谱结构分为普通调幅信号，抑制载波的双边带调制信号，抑制载波和一个边带的单边带调制信号等，其中普通调幅信号是基本的，其它振幅调制信号都是由它演变而来的。,一、普通调幅信号及其电路组成模型,1.,组成模型,式中，,V,m0,=,kV,cm,是未经调制的输出载波电压振幅，,k,和,k,a,是取决于调幅电路的比例常数。为保证不失真，要求,在数学上，调幅电路的组成模型可由一个相加器和一个相乘器组成，如图所示。,A,M,为相乘器的乘积常数，,A,为相加器的加权系数，且,A,=,k,，,A,M,AV,cm,=,k,a,。,2,、,单音调制,且,f,c,F(,一般满足,f,c,F,），则输出调幅电压为,式中，,M,a,=,k,a,是调幅信号的调幅系数，,简称调幅度。,图中，是 的振幅，它反映调制信号的变化，称为调幅信号的包络。在输入调制信号的一个周期内，调幅信号的最大振幅为,=,，最小振幅为 。,调幅度是表征调幅信号的重要参数，它的一般定义式为,式中，,V,mmax,和,V,mmin,分别是调幅信号电压的最大振幅和最小振幅。,单音调制时调幅信号的频谱由三个频率分量组成：角频率为的载波分量，角频率分别为 和 的上、下边频分量。,3,、复杂音调制,假设 为非余弦的周期信号，其傅里叶级数展开式为,=,式中,其中,BW,AM,=2,F,max,4,、功率,在单位电阻上，单音调制时调幅信号电压在载频信号一个周期内的平均功率,上式表明，,P,(,t,),是时间的函数。,P,(,t,),在一个调制信号周期内的平均功率,式中，,P,SB,是上、下边频电压分量产生的功率，称为边频功率。因而,P,av,是调幅信号中各频谱分量产生的平均功率之和。,二、双边带和单边带调制电路组成模型,1,、双边带调制,上、下边频分量才反映调制信号的频谱结构，而载频分量本身并不反映调制信号的变化。因此，占有绝大部分功率的载频分量是无用的。如果在传输前将它抑制掉，可在不影响传输信息的条件下，大大节省发射机的发射功率。这种仅传输两个边频的调制方式称为抑制载波的双边带调制简称双边带调制。并表示为,2,、,单边带调制,在双边带调制信号的频谱中，上边带和下边带都反映了调制信号的频谱结构，区别仅在于下边带反映的是调制信号频谱的倒置。这种区别对传输信息是无关紧要的。因此，从传输信息的观点来说，还可将其中一个边带抑制掉。这种仅传输一个边带（上边带或下边带）的调制方式称为单边带调制。它除了节省发射功率外，还将已调信号的频谱宽度压缩一半，即,BW,SSB,=,F,max,单边带调制电路有两种实现模型。一种是由相乘器和带通滤波器组成，如图所示，称为滤波法。其中，相乘器产生双边带调制信号，而后由带通滤波器取出一个边带信号，抑制另一个边带信号。,另一种是由两个相乘器、两个,90,o,相移器和一个相加器组成，称为相移法。若设,=,，则由相乘器,产生的双边带调制信号为,由相乘器,产生的双边带调制信号为,叠加，输出为取上边带的单边带调制信号，即,4.1.2,振幅解调和混频电路的组成模型,一、振幅解调电路,解调是调制的逆过程。振幅调制信号的解调电路称为振幅检波电路，它的作用是从振幅调制信号中不失真地检出调制信号。图中，为输入振幅调制信号电压，为反映调制信号变化的输出电压。在频域上，这种作用就是将振幅调制信号频谱不失真地搬回到零频率附近。因此振幅检波电路是一种频谱搬移电路，可以用相乘器实现。,同步信号必须与输入信号保持严格同步是实现上述电路模型的关键，这种检波电路称为同步检波电路。,二、,混频电路,混频电路又称变频电路，是超外差式接收机的重要组成部分。它的作用是将载频为,f,c,的已调信号 不失真地变换为载频为,f,I,的已调信号 。将 称为中频信号，相应的,f,I,称为中频频率，简称中频。是由本地振荡器产生的本振电压，称为本振角频率，它与,f,I,、,f,c,之间的关系为,f,I,=,f,c,+,f,L,或,f,I,=,其中，,f,I,高于,f,c,的混频称为上混频，,f,I,低于,f,c,的混频称为下混频。,从频谱观点来看，混频的作用就是将输入已调信号频谱不失真地从,f,c,搬移到,f,I,的位置上。因此，混频电路是一种典型的频谱搬移电路，可以用相乘器和带通滤波器来实现这种频谱搬移。,则当,f,L,f,c,时，相乘器的输出电压频谱如图（,c,）所示。,4.1.3,小结,振幅调制电路、振幅解调电路、混频电路都属于频谱搬移电路，它们都可以用相乘器和相应滤波器组成的模型来实现。相乘器的两个相乘信号中，一个是输入信号，另一个称为参考信号，相乘器的作用就是将输入信号频谱不失真地搬移到参考信号频率的两边，即两个频率的相加、减，或者说，输入信号频谱向左、右搬移参考信号频率的数值。滤波器则是取出有用分量，抑制无用分量。对于不同的频谱搬移电路，有不同的输入信号，不同的参考信号以及不同类型和要求的滤波器。,4.2,相乘器电路,非线性电阻器件构成的相乘器电路根据两个输入信号不同的注入方式，可分为两种类型，一种是两个输入信号电压加到同一器件输入端，利用器件的非线性完成相乘作用；另一种是两个输入信号电压分别加到不同器件输入端，构成两个非线性函数相乘。,4.2.1,非线性器件的相乘作用及其特性,一、非线性器件相乘作用的一般分析,一个非线性器件伏安特性为,i,=,f,(,v,),，式中，,v,=,V,Q,+,v,1,+,v,2,，,V,Q,为静态工作点电压，,v,1,和,v,2,为两个输入电压。采用泰勒级数展开式为,i,=,a,o,+,a,1,(,v,1,+,v,2,)+,a,2,(,v,1,+,v,2,),2,+,a,n,(,v,1,+,v,2,),n,+,式中,，,a,o,，,a,1,，,，,a,n,，,由下列通式表示,a,n,=,当同时作用着两个输入电压时，器件的响应电流中出现了两个电压的相乘项,2,a,2,v,1,v,2,。,它是由特性的二次方项产生的。但同时也出现了众多无用的高阶相乘项。因此，非线性器件的相乘作用不理想。,二、线性时变状态,上式就是,i,=,f,(,V,Q,+,v,1,+,v,2,),在,(,V,Q,+,v,1,),上对,v,2,的泰勒级数展开式，即,i,=,f,(,V,Q,+,v,1,+,v,2,)=,f,(,V,Q,+,v,1,)+,f,(,V,Q,+,v,1,),v,2,+,若,v,2,足够小，忽略,v,2,的二次方及其以上各次方项，则,i,f,(,V,Q,+,v,1,)+,f,(,V,Q,+,v,1,),v,2,式中，,f,(,V,Q,+,v,1,),和,f,(,V,Q,+,v,1,),是与,v,2,无关的系数，是,v,1,的非线性函数，随时间变化，称为时变系数或时变参量。其中，,f,(,V,Q,+,v,1,),是,v,2,=0,时的电流，称为时变静态电流，用,I,o,(,v,1,),表示；,f,(,V,Q,+,v,1,),是增量电导在,v,2,=0,时的数值，称为时变增量电导，用,g,(,v,1,),表示。,i,I,0,(,v,1,)+,g,(,v,1,),v,2,i,与,v,2,之间的关系是线性的，类似于线性器件，但是它们的系数是时变的，因此将这种器件的工作状态称为线性时变。,4.2.2,二极管平衡、双平衡电路,一、二极管平衡电路,下图为二极管平衡电路原理图，图中,v,1,=,V,1m,cos,1,t,，,v,2,=,V,2m,cos,2,t,。,v,1,与两二极管的正方向一致，,v,2,则与,D,1,一致，与,D,2,相反。当,V,1m,V,2m,时，两二极管的开关状态受,v,1,信号控制。工作在开关状态的二极管可用开关与导通电阻,R,D,串联的电路表示。因此可得,二、二极管双平衡电路,为了进一步抵消组合频率分量，可以采用二极管双平衡电路。下图为二极管双平衡电路图，图中,v,s2,、,R,s2,和,v,s1,、,R,s1,分别为,R,端和,L,端的信号源和信号源内阻，,v,1,=,V,1m,cos,1,t,和,v,2,=,V,2m,cos,2,t,分别为,Tr1,和,Tr2,变压器次级所感应的电压。,电路中四只二极管，两两构成单平衡。当,V,1m,V,2m,时，二极管工作在由,v,1,控制的开关状态。,v,1,与,D2,、,D3,的正方向一致，与,D1,、,D4,的正方向相反。,v,2,与,D1,、,D2,的正方向一致，而与,D3,、,D4,的正方向相反。由此可得,4.2.3,三极管,Gilbert,电路,在差分放大器电路中，如果,v,1,用作为输入信号，,v,2,控制尾电流源并呈线性变化，则差分放大器可构成一个简单的相乘器。在实际电路中尾电流的控制可以用基本镜像电流源实现。,一、双极型管,Gilbert,相乘器,1,、电路组成原理,i,=,i,i,=,（,i,1,+,i,3,）（,i,2,