单相及三相软开关静止变流器第一章.doc

第一章 绪 论
航空静止变流器由于具有效率高、体积小、重量轻及可靠性高等优点，美国等先进国家已完全用它取代了传统的旋转变流机。本章对航空静止变流器和软开关逆变器技术作了回顾，确定正激直流环节软开关静止变流器为本文的研究重点。
§1－1 航空静止变流器的发展现状

航空静止变流器是航空电源系统的二次电源，将飞机上28V低压直流电变换为单相115V/400Hz、或三相115V/200V、或三相36V交流电，供机上负载使用。
1－1－1 基本要求
静止变流器的基本要求是：可靠性高，成本低，维护方便，体积小、重量轻，电气性能好[1]。主要电气性能指标有：输出频率稳定，输出电压精度高，动态响应速度快，输出正弦电压失真度低，效率高。航空的特殊环境也对静止变流器提出了进一步要求，如高度、温度、湿度、振动冲击、抗电磁干扰等等[41]。
随着飞机战斗性能的提高和用电设备的不断增加，对静止变流器也提出了更高的要求。具有高效、高可靠性、高功率密度、输入与输出之间有电气隔离的变换器才能满足上述要求。而变换器实现高效、高可靠性、高功率密度的关键是采用高频软开关技术。
1－1－2 硬开关和软开关
电路高频工作有助于减小磁性元件和滤波元件的体积和重量，实现高功率密度，加快系统的动、静态调节速度，提高电气性能。工作频率的提高与功率器件的开关状态－硬开关和软开关相关。
所谓硬开关是指功率器件在同时承受电压和电流的状况下开通和关断，因此开关损耗大。感性负载关断时引起的电压尖峰和容性负载开通电流使功率器件开关条件恶化，开关应力大。此外，硬开关电路存在较大的电磁干扰（EMI－Electronic Magnetic Interface）。开关损耗、开关应力和EMI等因素限制了硬开关电路高频工作。
为改善器件开关状态，在脉宽调制（PWM－Pulse Width Modulation）技术和谐振技术的基础上应运而生软开关技术。所谓软开关是指功率器件在开通和关断时所承受的电压或流过的电流为零，即实现零电压开关（ZVS－Zero Voltage Switching）或零电流开关（ZCS－Zero Current Switching）。减小甚至消除了开关损耗，开关应力低，EMI和噪声小，工作频率可以提高一个数量级。不仅减小了电路的体积和重量，也提高了电路工作的可靠性和电气性能。需要说明的是，软开关变换器并不都比相应的硬开关变换器效率高[2]，提高效率不是采用软开关技术的唯一目的。
针对软开关变换技术的研究已取得了不少成果。将软开关技术应用到航空电源系统中也成为航空电源的研究方向。
1－1－3 国内外发展状况
美国及一些欧州国家对航空静止变流器的研究较早，投入经费也较大，研究处于较高水平，现已研究发展了三代产品。
第一代静止变流器的典型产品是美国JET电气技术公司于1984年研制的SI-2500LP方波、准方波静止变换器[3]，电路图见图1－1（a）所示，由推挽电路和输出交流滤波电路构成。它以400Hz开关频率低频工作，通过改变脉宽实现输出调压。该静止变流器采用主从并联逆变技术；保护功能完善，具有湿度监控、过/欠频控制、过流保护、输入过/欠压保护和远距离关断等功能；采用的磁芯材料有较高的饱和磁感应强度，尽管开关频率很低，整机的重量较轻；滤波电路复杂，输出电压失真度大；主功率管采用晶体管并联，驱动复杂；控制电路采用分立元件，集成度低。阶梯波合成静止变流器是另一种常见的静止变流器构成方案，由升压直流变换器和阶梯波合成逆变器构成（图1－1（b））。它通过N个相位相差π/N的逆变器或变压器副边N个绕组来实现波形叠加，形成阶梯波合成。输出电压的调节靠升压直流变换器来实现。该方案输出电压谐波分量较小，但电路复杂，所用元器件较多，每个逆变器仍以400Hz频率工作。
由美国航空仪表（AI－Avonic Instruments）公司生产的AI-1000静止变流器[4]是第二代产品，由反激式隔离型直流变换器和单相桥式逆变器构成，电路图见图1－1（c）。高频变压器实现隔离，开关频率提高到21.6kHz；直流变换器和逆变器分别闭环控制；采用了电流滞环控制两态调制技术、MOS功率器件、专用模块、机内自检、故障诊断等，减小了体积和重量，提高了稳态和动态电气性能及过载能力。并且能够由单相变流器组合得到三相变流器。美国许多公司，如Sundstrand公司、Alliedsignal公司和KGS公司生产的静止变流器，单机容量高达1800VA，模块化结构是其一大特色，如由两台1KVA单相静止变流器组合可得到2KVA单相输出，三台1KVA单相静止变流器组合可得到3KVA三相输出。但该类静止变流器都用硬开关变换技术，限制了开关频率的提高。例如美国生产的1B型航空用静止变流器，当用GTR双极型晶体管时开关频率为20KHz，用MOSFET功率场效应晶体管时开关频率为40KHz。SI-2500LP和AI-1000变流器的主要技术指标见表1－1。
表1－1 SI－2500LP和AI－1000变流器的主要技术指标

备注
SI－2500LP
AI－1000
输入电压

dc额定值（V）
27.5
28
变化范围（V）
20～36.4
24～34
输出电压
V，(cosjÎ(-0.8～+0.8))
200
115
26
115±1％
输出频率
Hz
400±1％
400±1％
输出功率
VA
3000
2500
550
1000
效率
额定输入和阻性负载
>75％
80％
失真度
0～150％额定负载
<7％
<1.0％
冷却方式

风扇
风扇
工作温度
℃
-55～+80
-55～+71
工作高度
Km
0～16.66
0～16.76
体积
cm3

30.5×21.6×10.2
重量
Kg
14.175±3％
4.67

（a） 方波、准方波变换器 （b） 阶梯波合成变换器

（c）脉宽调制变换器
图1－1 常用航空静止变流器电路图

第三代静止变流器以采用高频软开关技术、新型功率器件和电磁材料为特征，亦已趋于成熟。
目前，国内研制和生产的28V直流电压变115V/400Hz交流电压的航空静止变流器容量达1750VA[5]，通过技术鉴定并已投入小批量生产的有250VA和1kVA单相静止变流器。这些产品相当于国外第二代静止变流器的早期产品，采用硅铁心磁材料和分立电子元件，开关频率为20kHz左右。并且由于冷却方式的限制，工作高度不大于11000米，可靠性、维修性较差，体积重量大。从总体上看，国内静止变流器的品种少、容量小、技术落后，相当于国外80年代初水平，不能满足现有战斗机的需要，更不能满足第四代战斗机、舰载机的需要。因此开展高频软开关静止变流器技术的研究极为迫切，也具有重大实际意义。并且通过研究可以跟踪和掌握国外先进技术，缩小差距，实现产品系列化，并推动我国的航空二次电源产品进入国际市场。
由以上分析可见，开关高频化是实现静止变流器体积小、重量轻的决定因素，软开关可实现变流器高效、高可靠工作。采用模块化技术可方便地组合变流器，提高维修性能。应用电流控制技术可改善系统的动静态特性。因此，将高频软开关技术和模块化设计应用到航空静止变流器的设计，对改善其各方面性能极为关键。
§1－2 软开关逆变器技术的发展

国内外对DC/DC变换器的高频化进行了深入的分析研究，取得了重大突破，目前器件开关频率已达MHz级，先后提出了谐振变换器[6]、准谐振变换器[7]、多谐振变换器[8]、零电压转换（ZVT－Zero Voltage Transition）[9]和零电流转换（ZCT－Zero Current Transition）[10]变换器等电路拓扑。但是DC/AC变换器方面，仅中频感应加热电源开关频率达到200KHz左右，因为它对输出电压波形正弦度无严格要求。对于正弦波输出的逆变电源，开关频率长期停留在几千赫兹上下，少数小容量电源达到20KHz左右，因为它们都是在硬开关状态工作。1986年Wisconsin大学的D.M.Divan教授提出了谐振直流环节逆变器概念，为软开关逆变技术的发展作出了不可磨灭的贡献[11]。发展至今，软开关技术应用在逆变器上构成的电路方案可分为两类，一类是谐振极逆变器(RPI－Resonant Pole Inverter)[12]，另一类是谐振直流环节逆变器(RDCLI－Resonant DC Link Inverter)[11]。本文在此主要对近几年来的RPI和RDCLI发展做一定的阐述和分析。
1－2－1 谐振极逆变器
谐振极逆变器是给逆变器的每一桥臂加一个辅助谐振支路，辅助谐振支路为每一个桥臂提供ZVS或ZCS条件。RPI的每一个桥臂或者说每一相可以独立控制，逆变器输出特性好。

1、箝位模式谐振极逆变器
以箝位模式谐振极逆变器[13]（CMRPI－Clamped-Mode Resonant Pole Inverter）为例，电路图见图1－2。谐振支路如图虚线内所示。利用谐振电感和谐振电容的谐振作用，抽光和的电荷。和分别在和导通期间开通，从而实现零电压开通。和的缓冲作用使和实现软关断。
CMRPI实现主功率管零电压开通和软关断；可采用PWM控制；功率管最大承受输入电压，电压应力低。但因为CMRPI以电流谐振方式工作，循环电流大，造成主功率管的导通损耗大，因此CMRPI比SPWM硬开关逆变器的效率低[14][2]。

图1－2 箝位模式谐振极逆变器电路图

(a) 辅助开关换流谐振极逆变器电路图

(b) 逆变器电路图
图1－3

2、谐振缓冲软开关逆变器
辅助开关换流谐振极逆变器[14]（ASCRPI－Auxiliary Switch Commutated Resonant Pole Inverter）是高效率的软开关逆变器，见图1－3（a）。但它的每相电路比硬开关电路多用两个电容和两个辅助功率管。图1－3（b）是ASCRPI的简化电路拓扑，亦被称为谐振缓冲软开关（－Resonant Snubber Soft-Switching）逆变器。每一相辅助电路包括一个辅管和一个谐振电感。
假设负载电流为图示方向，和导通。工作过程为：在和关断前开通，在中建立电流；当电感电流超过时，和零电流关断，谐振电感和电容振荡；和储能通过和放电，和充电至输入电压；和导通，为和提供零电压开通条件；谐振电流降为零后关断。和的开通过程同上。
因此，实现主管～零电压开通和零电流关断，实现辅管、零电流开通和零电流关断，电路效率高。
1－2－2 直流环节谐振型逆变器
直流环节谐振型逆变器的结构比谐振极逆变器简单。它是在直流电源和逆变器之间加一个谐振网络，利用电感电容的谐振作用使逆变器输入电压降为零，为逆变器所有桥臂功率管提供零电压开关条件。因此将逆变器的直流环节用谐振环节替代即可实现桥臂功率管软开关。但它要求逆变桥所有器件同时开关，在相同的开关频率下，RDCLI的输出特性比RPI差[2]。

1、谐振直流环节逆变器
谐振直流环节逆变器[11]是各种直流环节谐振型逆变器拓扑的发展基础，电路图及逆变器输入电压波形见图1－4所示。和振荡使为周期性回零的半正弦波形。逆变器主功率管在电平为零处开关，从而实现零电压开通和关断。

us
t

(a) 电路图 (b) 逆变器输入电压波形
图1－4 谐振直流环节逆变器

RDCLI必须控制每一谐振周期的谐振电感电流初值，保证电感有足够的能量使谐振回零和防止过高。由于随负载电流变化，因而控制复杂。不仅增加损耗，而且增加能量回馈通路阻抗，使谐振至2～3倍，使逆变器功率管承受的电压应力增高。直流环节周期性形成零电压瞬间，由于功率管的开关时刻必须选择在过零点处，若采用PWM控制会引入开关时间误差，造成输出带有很多低于的频谱分量。因此，RDCLI必须选择离散脉冲控制（DPM－Discrete Pulse Modulation）。并且为实现直流电源与交流输出间的隔离，必须在逆变器的输出端加低频变压器，从而使变换器的体积和重量增加。
为克服RDCLI的不足之处，近几年来，又有许多类型的软开关谐振直流环节逆变器拓扑相继被提出和研究。

2、准谐振直流环节逆变器
文献[15]提出了一种新的准谐振直流环节逆变器拓扑（QDRDCLI－Quasi Resonant DC Link Inverter），如图1－5（a）所示，由一箝位电路和一谐振电路构成。
工作过程为：在导通、和关断期间，逆变器以常规的直流输入逆变器工作；当逆变器需要切换开关状态前，开通、关断。通过、和放电，降为零，并被逆变器续流二极管箝位在零电平，逆变器功率管实现零电压开关；当谐振电感电流降为零时，关断；电压使反向；经、和给充电，由0上升，最高电压被箝位在，此刻可实现零电压导通；开通使反向；当为零时，自然关断。
由工作过程分析可见：
①逆变器主管和辅管均工作在软开关状态。逆变器功率管零电压开通和关断。零电流关断，只是用来使电压反向，关断速度要求不高。零电流关断，零电流导通。零电压导通和关断。零电流导通和零电流关断。为实现逆变器功率管ZVS，必须满足，0。
②QRDCL使在逆变器功率开关需要的时候瞬间回零，ZVS条件可在任意时刻形成，因此可以采用PWM控制。前半个谐振周期设置ZVS条件，后半个谐振周期使直流环节电压回到额定值。
③在非开关周期内，大电容与小电容并联，用于平滑逆变器输入直流电压。在谐振周期内提供直流环节电压。由此可减小谐振能量及其引起的导通损耗，减小谐振周期，避免影响逆变器的PWM控制和输出PWM波形。
④逆变器功率管仅承受输入电压，电压应力小。
该电路的不足之处是辅助电路比较复杂。
图1－5（b）所示是另一种准谐振直流环节逆变器拓扑（QDRDCLI－Quasi Resonant DC Link Inverter）[16]，同样由一箝位电路和一谐振电路构成。该电路拓扑简洁。它在逆变桥功率管转换开关状态前先开通和，开通时仅承受箝位电容电压和母线电压之间的压差，为零电压和零电流开通。使谐振电感电流增加；电流满足>时，软关断，和谐振，电压下降至零，谐振电流转移至逆变桥续流二极管，实现逆变桥功率管零电压开通和关断；当流过的电流降为零时，零电压和零电流关断。因此，该拓扑实现所有功率管软开关；逆变桥功率管承受电压为，近似120％；可采用PWM控制。但为实现零电压开关，有一相对大的开关状态延迟时间，影响逆变器输出频谱特性；适合高频（>10kHz）、高功率场合（约100KW），如电机驱动、UPS等。

箝位电路 谐振电路 谐振电路 箝位电路
(a) (b)
图1－5 准谐振直流环节逆变器电路图

3、准并联谐振直流环节逆变器
文献[17]提出了一新的准并联谐振直流环节逆变器（QPRDCLI－Quasi Parallel Resonant DC Link Inverter），电路图见图1－6。
工作过程为：在逆变器需要改变开关状态前零电流开通，电感电流增长；当到达预定值时，零电压关断。和谐振，使电压由降为零；经逆变器反并联二极管续流，续流时间可控，在此阶段即可实现逆变器功率管的零电压开关；经过一段时间零电压关断；和谐振，通过逆变桥功率管续流；此刻关断逆变器功率管，和再次谐振，由零上升至；经最终降为零，在导通期间可实现零电压开通。
由工作过程可见，QPRDCLI具有以下特点：
①主管和辅管均实现了软开关。逆变桥功率管为零电压开通和软关断，为零电压开通和关断，为零电流开通和零电压关断。
②可以采用PWM控制。仅用两个辅管使谐振直流环节的开/关点灵活选择，提高了PWM控制性能。
③逆变器功率管最大承受输入电压，开关应力小。

4、结实型谐振直流环节逆变器
文献[19]提出了结实型谐振直流环节逆变器拓扑（RRDCLI－Rugged Resonant DC Link Inverter）（图1－7），完成了额定容量为250VA的工程样机，单相输入220V/50Hz，单相输出115V/400Hz，开关频率达到65KHz。
RRDCL为箝位模式谐振极逆变器的一个桥臂电路，电路工作状态相同。随着辅助功率管V1和V2的交替开关，输出周期性回零的谐振脉冲电压，为逆变桥功率器件提供零电压开关条件。逆变桥主管零电压开通和关断，辅管零电压开通和软关断。功率管最大承受输入电压，电压应力低。但RRDCLI同箝位模式谐振极逆变器一样，谐振环节电流应力大，逆变器效率低于75%[20]，逆变器需采用离散脉冲控制。
RRDCLI的最大特点是RRDCL相当于一独立的直流斩波器，可开环或采用PWM控制。直流环节和逆变器可分别独立控制，控制简单。

图1－6 准并联谐振直流环节逆变器电路图 图1－7 结实型谐振直流环节逆变器电路图

5、串联谐振逆变器
尽管ZVS、ZCS拓扑克服了硬开关电路的高损耗、高应力和EMI等问题，但是其开关电压或电流仍是脉冲波形，较高的di/dt和du/dt限制了开关频率的进一步提高。为此，文献[18]提出一串联谐振逆变器（SRI－Series Resonant Inverter）拓扑，电路图和工作波形见图1－8所示。该拓扑由串联谐振直流环节和一循环换流器（Cycloconverter）构成，因为与循环换流器并联，因此该拓扑是一并联负载串联谐振变换器。

(a) 串联谐振逆变器电路图 (b)SRI的工作波形
图1－8
串联谐振工作过程为：V1工作在强迫不连续导通模式；V1导通，VD1关断，充电；当电压达一定值时，关断V1，VD1导通，和谐振，剩余能量转移至；通过循环换流器放电。由此形成单极性准正弦脉冲波形。
是V2和V3的驱动波形，是V4和V5的驱动波形，V2和V3、V4和V5分别以输出电压频率各开通半个周期，将合成双极性准正弦脉冲，经输出滤波器成所需周期的交流正弦波形。
SRI通过串联谐振形成一系列准正弦脉冲来合成正弦交流波形，因此电压和电流应力低，逆变器可工作在更高的开关频率；但辅管V1没有实现软开关，V1工作在不连续导通模式，驱动信号要留50%的开关周期给串联谐振。

6、变压器耦合谐振直流环节逆变器
文献[21][22]提出的变压器耦合谐振直流环节逆变器（TCRDCLI－Transformer-coupled Resonant DC link Inverter）拓扑是一种新颖的准谐振直流环节逆变电路，在高频变压器辅助零电压转换和有源电压箝位PWM控制下实现ZVS－PWM工作。TCRDCL电路图和工作波形见图1－9所示。和分别是变压器原副边电流波形，是逆变器输入电压波形，、和分别是、和的驱动波形。V2及其反并联二极管VD2可由逆变器功率管替代。

（a） TCRDCL电路图 （b） TCRDCLI的工作波形
图1－9

电路工作过程为：V1导通时，提供负载电流，流经和V1的电流值很小，可忽略不计，为；当逆变桥功率管有开关要求时，ZVS关断，ZCS导通，和线性上升至直流环节负载电流；电感和电容谐振，下降至零，逆变桥主功率管的反并联二极管导通，线性下降至零，由此实现逆变器功率管零电压和零电流开关。反向时，自然导通，在导通瞬间关断，经和续流；当降为零时，ZCS导通；电感和电容谐振，上升并被箝位在；由负值线性增长，经和流回电源。V1触发，实现ZVS/ZCS开通。若先于到达零，的电磁感应效应使电流为正，自然导通；若先于到达零，的电磁感应使电流为正，自然导通。由此完成一个开关周期。
TCRDCL电路特性为：
①实现所有功率管软开关。如零电流开通、准零电流关断（关断时电流很小）；ZCS开通，准ZCS关断；V1和逆变器主管ZVS/ZCS开通，ZVS关断。
②利用变压器效应实现ZVS和ZCS开关条件，无需控制谐振电感的初始电流即可实现谐振直流环节的稳定运行。
③功率管的峰值电压被箝位在输入电源电压。
④带负载能力强。非线性负载下仍能稳定工作。
TCRDCLI逆变器适用于UPS、有源滤波、开关模式PWM变换器等应用场合。但它仅是利用辅助变压器实现功率管软开关，并不具备电气隔离功能。

7、软换流恒定高频环节逆变器

(a) 电路图 (b) 工作波形
图1－10 软换流恒定高频环节逆变器

[23]提出了软换流恒定高频环节逆变器（SCCHFLI－Soft Commutation Constant High-Frequency Link Inverter）拓扑，如图1－10（a）所示，由ZVS半桥逆变器和ZCS循环换流器构成，输出电压靠调节两个变换器之间的相移实现。（b）是电路波形。
半桥逆变器的功率管V1和V2以占空比0.5恒频开关，变压器原副边电压为方波电压。由于磁化电感和电容C1、C2的作用，使V1、V2零电压开通和软关断，循环换流器工作在电流断续状态，实现功率管V3～V6零电流换流。输出电容电流的方向决定哪一组循环换流器的功率管开关。如为图示方向时，V4和V6开通；相反时，V3和V5开通。
该高频环节逆变器具有以下特点：
①功率管开关过程中吸收了电路寄生参数，所有器件软开关。
②恒频工作，高频变压器实现隔离。
③控制电路简单，无需检测器件的导通状态。
④因为电流不连续工作，功率管的导通损耗高，电路适用于小功率UPS等应用场合。
综上所述可见，大部分谐振极逆变器和谐振直流环节逆变器为实现输入和输出负载之间的隔离，必须在输出端加一低频变压器，势必增加变换器的体积和重量。而高频变压器隔离的软开关逆变器电路拓扑较少，电路复杂，输出电压失真度大。因此，必须寻求带高频变压器隔离、高性能、电路简单的软开关逆变器拓扑，达到高效、高功率密度、高可靠以及合乎模块化发展的目的。
1－2－3 软开关逆变器的控制技术
逆变器的控制可分为PWM控制和DPM控制两种。
1、PWM控制
PWM控制技术发展最为成熟，包括空间矢量控制、滞环控制和无差拍控制等。对于硬开关逆变器来说，可以采用不同的PWM控制技术。由于开关点精确，可在允许的开关频率下最大限度地消除输出波形中的谐波成分，因而逆变器电气性能优良。但对于RDCL逆变器来说，逆变器功率管的开关除满足一定的控制规律外，还须选择在直流环节电压为零阶段。开关点在时间轴上成为离散的点，无法采用PWM控制，而只能采用DPM控制[24]。但因为PWM控制逆变器的优良性能，国外许多学者致力于PWM技术在RDCL逆变器上的应用研究，研究出单相软开关技术（SPSS－Single Phase Soft Switching）[25]。如前述的QRDCLI、QPRDCLI等，RDCL在逆变器功率管需变换开关状态前工作，使直流环节电压为零，逆变器功率管完全实现零电压开通。关断点任意，且在任何时候由于并联电容的缓冲作用均能实现软关断。在非开关点，RDCLI不工作，逆变器按常规的直流输入逆变器工作。谐振周期必须远远小于逆变器开关周期，才能不破坏PWM开关，减小直流环节电压回零引起的逆变器开关延迟时间。该延迟时间同硬开关逆变器的死区时间一样会引起开关点偏差，使逆变器输出谐波特性变差。

2、DPM控制
DPM控制是RDCL逆变器的主要控制方式。PWM控制是谐振直流环节根据逆变器功率管的开关要求工作，DPM控制则是逆变器功率管根据谐振直流环节动作。它在满足一定的控制规律下，将逆变器功率管的开关点控制在直流环节电压过零处，不可避免地引入次谐波问题。为改善输出电压谐波特性，DPM控制要求直流环节的开关频率远远大于输出频率。DPM控制软开关逆变器的开关频率为PWM硬开关逆变器3～4倍时，两者输出波形质量相当。典型的DPM控制方案有：电流调节型delta调制（CRDM－Current Regulate Delta Modulation）[26-28]、优化离散脉冲调制（ODPM－Optimal Discrete Pulse Modulation）[29]、滞环控制脉冲调制（HCPM－Hysteresis Controlled Pulse Modulation）[30]和空间矢量delta调制（SVDM－Space Vector Delta Modulation）[17]等。控制核心均是采用滞环控制原理，使控制变量在一定的环宽内跟踪给定信号变化。控制变量可以是输出电压、输出电容电流，或滤波电感电流[31]。
比较而言，HCPM控制简单，逆变器输出性能较优，易于实现。HCPM具有三态和两态变化工作状态。电感电流在一定的正负环宽内跟踪跟定电流变化，在电流误差较大的地方，HCPM两态工作，加快响应速度；在电流误差较小的地方，HCPM三态工作，满足脉冲极性连贯性原则（PPCR－Pulse polarity Consistent Rule）[27]，减小电感电流的脉动量，降低回馈能量对直流环节电压的影响。
1－3 分布式电源系统和模块化设计
1－3－1 分布式电源系统的概念
随着电源系统的扩大，负载的增多，以及供电电压的变化，集中式电源系统在可靠性、通用性、维修性等方面已无法满足要求，必将逐渐为分布式电源系统（DPS－Distribution Power System）所取代[32-36]。集中式供电系统和DPS框图见图1－11（a）和（b）所示。集中式供电系统是指所有或大部分功率处理在一个电源内，由汇流条来供给所有负载。这对于远距离输电会影响供电质量。而DPS的特点是功率变换分布在很多子系统模块中，并且模块安装在由其供电的负载附近。DPS一般由多个前端变换器和负载变换器构成。前端变换器将电源电压变换成易于传输的电平，负载变换器和负载紧靠，将传输电平变换成负载所需电平。这些变换器必须满足体积小、重量轻、高效、可靠、具有内在调节功能和故障诊断识别功能等条件。
1－3－2 分布式电源系统的结构特点及优势
DPS构成灵活，按照中间汇流条电压的形式可分为交流汇流条（AC BUS）DPS和直流汇流条（DC BUS）DPS。相应的电路图如图1－12（a）和（b）。直流汇流条DPS噪音低、导线损耗低，可以采用标准的DC/DC变换器模块。但因为前端变换器和负载变换器都要求隔离，变换级数较多，总的效率较低。相对直流汇流条DPS来说，交流汇流条DPS效率高，高压熄弧简单，有效隔离共地噪声，电压电流转换方便。但交流汇流条的EMI会干扰噪声敏感装置，必须用屏蔽电缆来减小噪声，增加了DPS的成本和复杂性；同时必须考虑高频集肤效应造成的汇流条电阻；同步和阻抗匹配要求使变换器并联困难。

（a） 集中式 （b） 分布式
图1－11 电源系统框图

（a）交流汇流条DPS

（b）直流汇流条DPS
图1－12

（a）并联 （b）串联

（c）电源分裂 （d）负载分裂 （e）叠加
图1－13 DPS的子变换器结构

DPS的每一子变换器可有并联、串联、电源分裂、负载分裂和叠加结构，分别如图1－13（a）～（e）所示。它们均有助于提高系统裕度、效率和电气特性。在一个实际的分布电源系统中，常常使用了这些结构的不同组合。
多个前端变换器或负载变换器的并联结构引入许多优点：
①可靠性高：每一个功率单元处理一部分能量，功率器件的电应力和热应力降低。
②模块化：每一个功率处理单元易于模块化设计，系统构成及扩展灵活简单。并可减少备件，降低成本。
③多裕度：可用N＋1个模块实现系统多裕度。N为提供负载所需的最少模块数。该性能在大型计算机、航空航天电子设备等要求可靠性高的场合极为重要。
④易维修：模块化结构能在线替换坏模块。
⑤散热：每一个功率单元耗散功率低，便于散热设计。
⑥体积重量减小：低功率便于降低器件尺寸，提高功率密度。
而前端变换器和负载变换器的级联结构则有以下优点：
①因为负载变换器和负载相邻，避免了汇流条阻抗对负载电压调节的影响，提高输出电压精度和动态响应速度。
②对于低压传输系统可通过前端变换器增大中间汇流条电平，减小传输损耗，提高系统效率。
③级联连接可以满足输入电压变化范围较宽的应用场合
④降低传输导线的尺寸、重量和成本。
因为每一级功率变换器都会增加复杂性、重量、波形失真和损耗，因此最低变换级数至少要能提供隔离的可调电压。
尽管多级分布结构优于单级结构，但在设计时必须考虑变换器彼此之间的相互影响。对于一个单独稳定优化设计的前端变换器来说，带上负载变换器后会引起DPS不稳定或性能下降，负载变换器的输入阻抗可用一负电阻表示，负电阻由回路增益传递函数的截止频率决定。前端变换器必须有一较高的截止频率和足够高的反馈增益来维持稳定。只有当前端变换器的输出阻抗远远小于负载变换器的输入阻抗时，负载变换器才不会影响前端变换器。
随着高压集成电路、混合厚膜工艺、表面安装技术及新型变换器技术的发展，具有高功率密度、高效率和低成本的DPS终将替代集中式电源系统。DPS的最大特点是通用性和模块化设计，研究新型单相静止变流器的模块化设计对构成三相静止变流器和分布式电源系统极为重要。
§1－4 本文静止变流器方案的提出

美国弗吉尼亚大学李泽元教授提出的单端变换器ZVT或ZCT的理论，为隔离型直流变换器的软开关实现奠定了基础，发展了一系列的软开关隔离型直流变换器电路。但是这些软开关隔离型直流变换器电路拓扑难以实现逆变器的软开关工作。本文依据谐振直流环节逆变器实现开关器件零电压开关和反激式静止变流器拓扑高频隔离的原理，研究一种具有高频隔离的新型软开关级联逆变器拓扑方案，满足静止变流器的要求。
1－4－1 电压源型隔离直流变换器

（a）推挽 （b）半桥

（c）桥式 （d）单端正激
图1－14 高频隔离软开关逆变器电路图

具有隔离功能的电压源型直流变换器有推挽变换器、半桥变换器、桥式变换器和单端正激变换器[37]。由直流变换器的结构可见，输出端均为滤波电路，滤波电路输入电压均为直流脉冲方波。由此考虑采用无输出滤波电路的隔离电压源型直流变换器作为逆变器的直流环节，为逆变器功率管提供零电压开关条件。由此构成新型软开关逆变器拓扑，电路图见图1－14（a）～（d）所示。
推挽变换器适合低输入电压、中功率应用场合，具有以下特点：
①两功率管的驱动电路无需绝缘，较为简单。
②在功率管导通时，由于整流二极管的反向恢复造成变压器副边短路，使集电极电流尖峰较大。
③变压器铁心双向磁化，磁利用率高；但绕组的利用率不高，原边两个绕组最大工作半个周期；此外，铁心还存在直流偏磁饱和问题。
④功率管电压应力高。除承受两倍电源电压外，还有变压器漏感引起的电压尖峰。
⑤只适用于双极性调制。
半桥变换器通常由变压器输出功率，适合高压中功率应用场合。
①变压器两象限工作，利用率高。
②功率管承受电源电压。
③由于电容C1和C2的隔直作用，变压器铁心不存在直流偏磁现象。
④桥臂上管需隔离驱动。
桥式变换器适合大功率输出。
①功率管较多，控制和驱动电路复杂。
②功率管承受电源电压。
③变压器利用率高，但存在铁心偏磁问题
单端正激变换器电路简单，是中小功率变换器常用的设计方案，适用于航空静止变流器的设计。该结构的不足之处在于：
①变压器利用率低，仅工作在磁化曲线的第一象限。
②主功率管承受高于两倍的输入电压，适合低压输入应用场合。
③主功率管必须采用小占空比开关以降低电压应力，不适合输入电压变化范围过大以及开关频率较高下的控制要求。
④变压器的结构设计要求较高，工艺水平直接影响变压器的性能。
1－4－2 正激直流变换器的发展
为克服单端正激直流变换器的不足之处，出现了多种形式的正激变换器拓扑。
1、双正激变换器[38]
双正激变换器电路图见图1－15。和同时开通和关断。关断时变压器磁化电流经二极管VD1和VD2返回电源，实现变压器磁复位。
该方案二极管起箝位作用，功率管承受电源电压，电压应力较小，因此适用于高压输入场合。缺点是功率管仍硬开关工作；多采用一个功率管，还需要提供隔离驱动；开关占空比仍不能高于50%；变压器铁心利用率低。

图1－15 双正激变换器电路图

2、带缓冲电路的单端正激变换器
为减小功率管的开关损耗和开关应力，同时实现变压器铁心磁复位，研究出许多有源和无源缓冲电路，如RCD缓冲[37]、LCD缓冲[37]以及有源箝位电路[39-40]等，相应的电路图如图1－16（a）～（d）所示。在此就这些电路拓扑作简单的介绍。

a、RCD缓冲电路
RCD缓冲电路是无源有损缓冲电路，分为变压器绕组两端的RCD缓冲和功率管两端RCD缓冲。利用电容电压不能突变，实现功率管软关断，降低漏源电压尖峰。但它仅是将功率管损耗转移至缓冲电路，且功率管的开通损耗增大，因此适用在输入电压较低的应用场合。

b、LCD缓冲电路
LCD缓冲电路属无源无损缓冲电路。功率管关断时，通过变压器原边和放电，功率管端电压缓慢上升，实现软关断；但导通时，通过、和谐振放电，功率管开通损耗增加。功率管承受最大电压为2。

(a) RCD缓冲电路 (b) LCD缓冲电路

(c) 有源箝位电路一 (d) 有源箝位电路二
图1－16

c、ZVS有源箝位电路
有源箝位电路属于有源无损缓冲。它有两种结构：一种为箝位功率管和箝位电容与变压器原边相并联，另一种是和与主功率管相并联，分别如图1－16（c）和（d）所示。定义D为功率管的开关占空比，电压表达式分别为：
（1－1）
（1－2）
两种结构根据的表达式形式分别称为反激式和升压式有源箝位缓冲电路。以反激式为例，和以一定的死区时间互补开关。导通、关断时，输入电压通过变压器传递能量至负载。当关断时，变压器副边折射至原边的电流和漏感电流给结电容充电至，导通，软关断。在导通期间实现ZVS开通。变压器由上电压实现磁复位。零电压关断后，储存在变压器漏感Ls和磁化电感Lm的能量必须抽光电荷，才能实现零电压开通，即
（1－3）
一种方法是减小变压器的磁化电感，增大磁化电流，但会增大功率管