老梁正反激设计总结.doc

反激拓扑设计反激拓扑的前身是Buck-Boost变换器，只不过就是在Buck-Boost变换器的开关管和续流二极管之间放入一个变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种方式，因此，反激变换器也就是带隔离的Buck-Boost变换器。先学习下Buck-Boost变换器工作原理简单介绍下1.在管子打开的时候，二极管D1反向偏置关断，电流is流过电感L，电感电流iL线性上升，储存能量！2.当管子关断时，电感电流不能突变，电感两端电压反向为上负下正，二极管D1正向偏置开通！给电容C充电及负载提供能量！3.接着开始下个周期！从上面工作可以看出，Buck-Boost变换器是先储能再释放能量，VS不直接向输出提供能量，而是管子打开时，把能量储存在电感，管子关断时，电感向输出提供能量！根据电流的流向，可以看出上边输出电压为负输出！根据伏秒法则vin*ton=vout*toffton=T*Dtoff=T*(1-D)代入上式得vin*D=vout*(1-D)得到输出电压和占空比的关系vout=vin*D/(1-D)看下主要工作波形从波形图上可以看出，晶体管和二极管D1承受的电压应力都为Vs+Vo（也就是vin+vout）；再看最后一个图，电感电流始终没有降到0，所以这种工作模式为电流连续模式（ccm模式）。如果再此状态下把电感的电感量减小，减到一定条件下，会出现这个波形！从上图可以看出，电感电流始终降到0后再到最大，所以这种模式叫不连续模式（DCM模式）。把上边的Buck-Boost变换器的开关管和续流管之间加上一个变压器就会变成反激变换器！还是和上边一样，先把原理大概讲下：1.开关开通，变压器初级电感电流在输入电压的作用下线性上升，储存能量。变压器初级感应电压到次级，次级二极管D反向偏置关断。2.开关关断，初级电流被关断，由于电感电流不能突变，电感电压反向（为上负下正），变压器初级感应到次级，次级二极管正向偏置导通，给C充电和向负载提供能量！3.开始下个周期。以上假设C的容量足够大，在二极管关断期间（开关开通期间）给负载提供能量!咱先看下在理想情况下的VDS波形上面说的是指变压器和开关都是理想工作状态！从图上可以看出Vds是由VIN和VF组成，VIN大家可以理解是输入电压，那VF呢？这里我们引出一个反激的重要参数：反射电压即VF，指次级输出电压按照初次级的砸比反射到初级的电压。可以用公式表示为VF=VOUT/(NS/NP),（因分析的是理想情况，这里我们忽略了整流管的管压降，实际是要考虑进去的）式中VF为反射电压；VOUT为输出电压；NS为次级匝数；NP为初级匝数。比如，一个反激变换器的匝比为NP:NS=6：1，输出电压为12V，那么可以求出反射电压VF=12/（1/6）=72V。上边是一个连续模式（CCM模式）的理想工作波形。下面咱在看一个非连续模式（DCM模式）的理想工作波形从图上可以看出DCM的Vds也是由VIN和VF组成，只不过有一段时间VF为0，这段时候是初级电流降为0，次级电流也降为0。那么到底反激变化器怎么区分是工作在连续模式（CCM)还是非连续模式（DCM）？是看初级电感电流是否降到0为分界点吗，NO，反激变换器的CCM和DCM分界点不是按照初级电感电流是否到0来分界的，而是根据初次级的电流是否到0来分界的。如图所示从图上可以看出只要初级电流和次级电流不同时为零，就是连续模式（CCM)；只要初级电流和次级电流同时为零，便是不连续模式（DCM）;介于这俩之间的是过度模式，也叫临界模式（CRM）。以上说的都是理想情况，但实际应用中变压器是存在漏感的（漏感的能量是不会耦合到次级的），MOS管也不是理想的开关，还有PCB板的布局及走线带来的杂散电感，使得MOS的Vds波形往往大于VIN+VF。类似于下图这个图是一个48V入的反激电源。从图上看到MOS的Vds有个很大的尖峰，我用的200V的MOS，尖峰到了196了。这是尖峰是由于漏感造成的，上边说到漏感的能量不能耦合到次级，那么MOS关断的时候，漏感电流也不能突变，所以会产生个很高的感应电动势，因无法耦合到次级，会产生个很高的电压尖峰，可能会超过MOS的耐压值而损坏MOS管，所以我们实际使用时会在初级加一个RCD吸收电路，把尖峰尽可能的吸到最低值，来确保MOS管工作在安全电压。具体RCD吸收电路图如下简单分析下工作原理1.当开关S开通时，二极管D反骗而截至。电感储存能量。2当开关S关断时，电感电压反向，把漏感能量储存在C中，然后通过R释放掉。细心的朋友可能会发现，当开关关断的时候，这个RCD电路和次级的电路是一模一样的，D整流，C滤波。R相当于负载。只不过输出电压不是VO，而变成了次级反射到初级的电压VF。所以，注意了，R的值不能取得太小，太小了损耗严重，影响效率。而且电阻的功率会变的很大！下边来个加了RCD吸收的波形关于RCD吸收的选取网上有很多文章，在以后我会介绍下！大家也可以看我的博客（只要在百度里搜老梁头的博客，就会出来。里边有一篇介绍RCD的）原理先讲到这里吧，下边我讲下变压器的设计！今天讲下变压器的设计方法！变压器的设计方法有多种，个人感觉适合自己的才是最好的，选择一个你自己最熟悉的，能够理解的才是最好的！我先介绍下一种设计方法：1.先确定输入电压，一般是按照最低输入直流电压计算VINmin计算 a.要是直流输入按直流的最低输入来计算； b.要是输入为交流电，一般对于单相交流整流用电容滤波，直流电压不会超过交流输入电压有效值的1.4倍，也不低于1.2倍。 列如，全范围交流输入85-265VAC的电源，一般按85VAC时计算，那VINmin=85*1.2=102V，一般会取整数按100VDC计算。2.确定导通时间ton 导通时间ton=T*D T为周期 T=1/f D为最大占空比，一般在最低输入电压的时候，D会最大，保证输出稳定。 注意大的占空比可以降低初级的电流有效值，和MOS的导通损耗，但是根据伏秒法则，初级占空比大了，次级的肯定会小，那么次级的峰值电流会变大，电流有效值变大，会导致输出纹波变大！所以，一般单端反激拓扑的占空比选取不要超过0.5。 而且一般的电流控制模式，占空比大于0.5要加斜率补偿的，对调试是个难度。 还有一重要的是你的占空比决定你的匝比，匝比决定啥，嘿嘿，反射电压VF，忘了再去上边看下，再加上你漏感引起的尖峰，最终影响你MOS的耐压。占空比越小匝比越小，反射电压VF越低，MOS的电压应力小。反之MOS的电压应力大，所以占空比要考虑好了。要保证再最高电压下你的VDS电压在MOS的规定电压以下，最好是降额使用，流出足够的余量来！列如，电源的开关频率为100K，最低输入时的最大占空比为0.4，那T=1/100000=10S，那么ton=0.4*10S=4S。3.确定磁芯的有效面积AE AE一般会在磁芯的资料中给出。4.计算初级匝数NP NP=VINmin*ton/B*AE 式中VINmin为直流最低输入电压； ton为导通时间 AE为磁芯的有效面积 B为磁感应强度变化量，这个值和磁芯材质，及温升等有关，一般考经验来选取，在0.1-0.3之间，取得越大，余量越小，变压器在极端情况下越容易饱和！俺一般取0.2。5.计算次级匝数NS NS=（Vo+Vd）*（1-D)*NP/VINmin*D 式中Vo为输出电压 Vd为二极管管压降 D为占空比 NP为初级匝数 VINmin为最低输入电压6.确定次级整流二极管的应力VDR 上边算出变压器的初级匝数NP和次级匝数NS后，就可以得出次级整流二极管的电压应力 VDR=（VINmax*NS/NP)+VOUT 式中VINmax为最大输入电压，要保证在最高输入电压下你的二极管的电压应力不超标。一般算出来的这个VDR还要考虑降额使用，所以二极管的耐压要高于这个VDR值。 一般还要在整流管上并一个RC吸收，从而降低二极管反向回复时间造成的电压尖峰！尤其是CCM模式的时候！7.确定初级电感量LP 确定电感量之前我们先看下上边的两个电流图对于上图是两种工作模式的初级电感电流波形，我加了两个参数Ip1和Ip2；Ip1对应最低输入电流Ip2对应最高峰值电流有上边这两个我们也就可以算出平均电流Iavg了Iavg=（Ip1+Ip2）Dmax/2式中Dmax为最大占空比如果输出功率为Pout，电源效率为，那么Pout/=VINmin*Iavg=VINmin*（Ip1+Ip2）Dmax/2得出Ip1+Ip2=2Pout/VINmin*Dmax*然后就可以计算Ip1和Ip2的值了对于DCM来说，电流是降到零的，所以Ip1为零对于CCM来说Ip1和Ip2都是未知数，又出来个经验选择了，一般取Ip2=（2-3）Ip1，不能取得太小，太小了会有一个低电流斜率，虽然这样损耗小点，但容易使变压器产生磁饱和，也容易使系统产生震荡！俺一般取Ip2=3Ip1。计算出Ip1和Ip2后，这时候可以计算初级的电感量了在ton内电流的变化量I=Ip2-Ip1根据（VINmin/LP）*ton=/I得出LP=VINmin*ton/I到此变压器的初级电感量计算完毕，变压器的参数也计算完毕！还有一种计算方法，就是按照上边的确定初级电感量的方法先确定电感量，然后来选择磁芯，选择磁芯的方法有很多种，一般最常用的是AP法这个公式是看资料上的，具体我也没推倒过具体可以看看赵修科老师的那本开关电源中的磁性元器件。式中L为初级电感量也就是LPIsp为初级峰值电流Ip也就是I，I1L为满载初级电流有效值，但我往往会把Isp和I1L看成是一个，都是初级的峰值电流，所以仁者见仁智者见智，大家可以到应用时具体的来微调！Bmax为磁感应强度变化量也就是B.这个取值和上边一样，取得太大，磁芯小但容易饱和，而取得太小磁芯的体积又很大，所以一般折中取值！而且和频率关系也很大，要是频率很高，建议取小点，因为频率高了损耗也大，变压器大了有利于散热俺经常取0.2!K1=Jmax*Ko*10-4其中Jmax为最大电流密度 俺一般取450A/平方厘米。但赵老师书里取得是420A/平方厘米Ko为窗口面积，有的也叫窗口利用率吧，一般取0.2-0.4，具体要看绕线的结构了，比如加不加挡墙等因素，所以选取时要充分考虑，免得因取得变压器太小，结构要求苛刻而绕不下，导致项目失败！10-4是由米变厘米的系数所以上式整理下可得AP=Aw*Ae=（LP*IP2*104/450*B*Ko）4/3cm4计算出了AP就可以找到合适的磁芯，然后找到Ae再根据式NP=LP*IP/B*Ae式中LP就是上边算得初级电感量IP为初级峰值电流B为磁感应强度变化量 AE为磁芯的有效面积后边的次级匝数NS和次级整流二极管电压应力的确定就和上边的步骤5和6一样了！那这两种初级匝数NP的确定方法到底哪个对呢，可以告诉大家都对。根据电磁磁感应定律：（VINmin/LP）*ton=IP所以VINmin*ton=L*Ip所以这两个从本质上式一样的。所以个人觉得第一个适合有经验的工程师，可以凭经验来选择变压器，然后来计算变压器参数而第二种适合初学者，先确定变压器再算变压器参数，免得因自己经验不足而走了弯路！变压器说到这把，以上是自己的个人意见，欢迎大家批评指正。其实设计出来的参数仅供参考，由于变压器的漏感，PCB的布局，走线等因素会在调试时做微调，最后做出一个最优的、可靠的产品！下篇将讲下RCD吸收的设计！这篇咱具体讲下RCD吸收的设计RCD的计算方法先上个RCD钳位的原理图再上个MOS的VDS波形下面再说几个名词，这几个名词其实大家也知道，一个是钳位电压，上边用Vsn表示;一个是折射电压，上边用VRO表示;还有个脉动电压，上边用V表示;MOS管的最大耐压，上边用BVdss表示；电源的最高输入电压，上边用Vin max表示。1.钳位电压Vsn是电容C两端的电压，与选用MOS的BVdss及最高输入电压以及降额系数有关，一般在最高输入电压Vin max下考虑0.9的降额，则有Vsn=0.9*BVdss-Vin max（我上边的实验选择的MOS为IRF640，BVdss=200V，Vin max=70V）可以算出钳位电压Vsn为110V2.然后算折射电压VRO，根据VRO=（VOUT+VD)/（NS/NP）式中VOUT为输出电压VD为二极管管压降NS为次级匝数NP为初级匝数我的初级NP为31匝，次级NS为10匝，管压降VD1V，输出电压VOUT=12V算出VRO=（12+1）/（10/31）=40V3.确定漏感量LIK，这个可以通过测试得出，我的实测了下为2.79uH；不过可以估测此漏感值，一般为初级电感量的1%-5%；4.确定峰值电流IPK的值输入功率PIN=POUT/，式中POUT为输出功率为效率我的输出电压为12V，电流为3A，假设效率为80%；代入式中得PIN=12*3/0.8=45W算出平均电流Iin-avg=PIN/Vin min式中Vin min为最小输入电压我的最小输入是40V，也就是1207的最低输入电压。代入式得Iin-avg=45/40=1.125A确定峰值电流IPK=2*Iin-avg/max式中max为最大占空比我的设的为0.5代入式得IPK=2*1.125/0.5=4.2A5.确定钳位电阻R的值，根据公式R=2（Vsn-VRO)*Vsn/LIK*IPK*IPK*fs式中fs为开关频率IPK*IPK为IPK的平方，俺不会写我的频率fs为50Khz代入式得R=【2*（110-40）*110】/【2.79*4.2*4.2*50k】R=27K6.确定R的功率PR=Vsn*Vsn/R代入数值得PR=110*110/27000=0.448W可以用1W的电阻我手头没有1W27k电阻所以用个30K吧7.确定钳位电容C的值我们前边一直把C的点电压VC当成不变的处理，实际是有波动的，因为有漏感等杂散电感的影响，所有会有所波动，一般这个脉动电压V取钳位电压Vsn的5%-10%，我们这取10%吧，所以V=11V钳位电容的值C=Vsn/V*R*fs带入值得C=110/11*27k*50k=0.0074uF这里我们选个C=0.01uF的也就是103PF的电容回头我把实验结果和波形放上来！1.初级用了C=103 R=30K,次级R=22R,C=102，峰峰值160V2.我把初级R又并了个30K，R=15K了，别的没动，峰峰值150V了我又把初级C=103改为472，R=15K，次级没动，峰峰值又到138V了我想看看要是不动电阻呢，按算的来，把并的那个30K去掉，C=472，次级不动，峰峰值150V以上总结，算出来的结果还得再试验中得到验证，只能做个参考；所以我们应以计算为基础，根据实验来回调整，找到一个更适合你的值。还有吸收电阻R一定要考虑降额使用，满足功率要求。正激设计还和反激解说一样，反激的前世是buck-boost电路，那正激的应该是buck电路了！先上个BUCK的电路图还是先说下工作原理1.在管子S打开的时候，二极管D反向偏置关断，电流流过电感L，电感电流iL线性上升，储存能量，同时给电容C及负载提供能量；2.当管子S关断时，电感电流不能突变，电感两端电压反向（为左负右正），二极管D正向偏置开通！电感能量给电容C及负载提供能量！3.接着开始下个周期！从上边可以看出，BUCK电路不管管子S关断与否，都向输出提供能量，而BUCK-BOOST电路是管子关断的时候向输出提供能量，所以效率要比BUCK-BOOST电路高，输出的功率也要比BUCK-BOOST电路做的要大。根据伏秒法则von*ton=voff*toffton=T*Dtoff=T*(1-D)管子打开时von=vin-vout管子关断时voff=vout代入上式得（vin-vout）*D=vout*(1-D)得到输出电压和占空比的关系vout=vin*DBUCK电路一样有非连续模式和连续模式从图中可以看出来，晶体管和二极管D承受的电压应力都为VIN从图a中可以看出，电感电流始终没有降到0，这种模式为电流连续模式(CCM)从图b中可以看出，电感电流一直降到0，然后从0开始增加，这种模式为电流非连续模式(DCM）