电压控制LC振荡器设计20.doc

电压控制振荡器
摘要
本设计是一个功能完善,性能优良的高频VCO(Voltage Control Oscillation)。主振器由分立元件组成。电压对频率的控制是通过变容二极管来实现的。即通过改变变容二极管的反向压降，从而改变变容二极管的结电容，继而改变振荡频率。系统的输出频率范围为10MHz—40MHz。频率稳定度在以上。设计以单片机为控制核心，实现频率和电压值的实时测量及显示并控制频率步进，步进有粗调和细调的功能。粗调可实现较大步进值调节，是调可实现较小步进值调节。该功能使得频率的准确定位十分方便。本电路在调频部分为提高输出频率精度，采用单片机控制主振器参数，根据产生不同的频率范围控制不同的主振器参数而达到提高精度和稳定度的目的。为了高频信号的良好传输，本设计的部分电路板采用了人工刻板使得本设计更加特色鲜明，性能优良。
关键字：VCO 单片机 变容二极管 A/D574
Abstract
This design is a high frequency VCO with comprehensive and perfect function. The main vibrator is made up of several separable components. Voltage control on the frequency is realized by way of varicap diode. That, changing the reverse voltage of diode can adjust the frequency. The frequency of the apparatus can output from 10MHz to 40MHz, and its frequency stability can reach .This design uses a single-chip as control core to measure and display the frequency and voltage and regulate frequency. The frequency adjustment includes two procedures -approximate adjusting and slight adjusting, The slight adjusting can realize the precise frequency output. In order to change the precision of frequency to output, the circuit control the main vibrator with a single-chip. In order go gain what we to. we can change the different parameters of the main vibrator. In addition, Some part of the design wield arterial pattern plate. It nape the circuit mare perfect.
Key words: VCO MCU DIODE A/D574

一、方案论证与比较
根据题目要求，提出以下三种方案加以论证比较。
方案一：系统框图如图（1）所示

图（1）电感三点式框图
主振器采用电感三点式振荡器，该方案的主振器是一个比较实用的电路，结构简单，控制容易实现。但经分析，此方案有以下不足：（1）可调范围不明显，原因是晶体振荡器的固定频率所造成；（2）买到的变容二极管变容比只有6，达不到设计要求（3）主振器的选频网络由L，C并联而成，而对于手动调节C或L有一定宽度的变化，但幅度变化不明显。频率步进由DAC控制，步进不稳定。而且电感三点式产生的波形不理想，谐波分量幅度很大。而且稳定度达不到要求。
方案二：系统框图如下所示

图（2）电容三点式框图
本方案的主振器采用电容三点式，频率调节和步进采用锁相环来实现，电容三点式主振器改善了输出波形和减小了谐波分量。锁相环使频率跟随加快，频率稳定度提高，步进容易实现。但是电容三点式主振器在调频时不方便，而且可调范围不大。
方案三：系统框图如下所示

图（3）系统框图
方案三采用了锁相环控制步进和频率稳定度。锁相环使频率跟随加快，频率稳定度提高，步进容易实现。而且能实现粗调和细调功能。主振器采用前级振荡，后级利用谐振缓冲。此主振器产生波形良好，调节范围很大，能达到题目要求。
经综合比较，选用方案三
二、系统原理分析与论证
2.1 系统组成
系统框图如图（3）所示
VCO为本系统的主振器，产生高频信号，输出信号经A/D转换，通过单片机处理后送到显示模块进行显示，信号同时送功放模块对信号进行功率放大以驱动更大的后级负载。通过单片机控制PLL实现频率步进和提高系统的频率稳定度。系统各部分模块具体设计如下。
2.2 VCO的设计
免调节VCO从概念上讲非常简单。只要振荡器具有足够宽裕的调谐范围来消除所有的误差源,比如元件容差所引起的频率偏移，振荡频率的调整就可以省去。初看起来，这项任务非常简单明了，只需提供足够的调谐范围来覆盖所有的误差源即可。然而，对于一个给定的调谐电压范围，有限的可变电容量限制了频率调谐范围，而且VCO的电性能要求往往进一步将调谐范围限制在更窄的区间内。另外，过大的调谐范围还会给振荡器带来一些负面影响。很宽的调谐范围要求压变电容至槽路间有很重的容性耦合，这会给滤波器设计带来很大的困难。
分立元件VCO能够提供足够的自由度来满足大多数系统的性能要求，如图（4）所示Colpitts(科皮兹系)共集电极电路。该结构可用于很宽的工作频率范围，从中频直到射频。

（图4）：Colpitts共集电极电路 （图5）：并联模式网络
一个灵活、廉价、有足够高性能的VCO可基于一个由廉价的表贴电感和变容二极管组成的电感-电容（LC）谐振槽路组成。
振荡器槽路是一个并联谐振电路。电感和压变电容能够以并联或串联模式的网络形式实现可变谐振。并联模式网络（图5）可用于较低频率，因为大值压变电容难以实现而电感可以做得比较大。并联模式配置还便于对振荡器做直观地分析。
对于Colpitts振荡器可以采用一种简化的、精确性稍差的方法来加以分析，并得到一组更清晰、更直观的设计方程，有助于一阶振荡器的设计。首先，Colpitts振荡器可重画为一个带有正反馈的LC放大器（图6）。这个视点易于计算环路增益、振荡幅度和相位噪声。为了描述启动过程的振荡频率，最初的电路也可重画为一个负阻加谐振器结构（图7）。从上述两个视点得到的一系列方程联合起来构成一组Colpitts振荡器的设计方程

（图7）：映像放大器模型

（图6）：LC放大器模型

不考虑分布参数，并假定CC>>C1和C2，并有C1>Cπ（Cπ为三极管基-射结电容）。振荡频率可按下式计算：
f0=1/(2π√(L*CT)),   CT=CV+C12 （1） ））））））））
CV=(CVAR*C0)/(CVAR+C0),   C12=(C1*C2)/(C1+C2)
- 谐振电路的品质因数（QT）可按下式计算：
QV≌1/(2π*CV*RS*F0),  RQC=QV2*RS （2）
QT≌REQ/(2π*L*F0),  REQ=RQL‖RQC
---- 振荡幅度可按下式估算：
--- V0=2*IQ*REQ*(J1(β)/J0(β)),    V0=IQ*REQ*1.4 （3）
---- 环路增益和起振条件按下式计算：
---- 环路增益=gm*REQ*1/n,  当n=(C1+C2)/C2 （4）
--- 起振条件： gm/((2π*C1*f0)(2π*C2*f0))>>(REQ/QT2) （5）
上述公式中：Co为压变电容耦合电容：CT为总谐振电容；CVAR为压变电容；fm为以Hz为单位的相位噪声频偏；fo为振荡频率；gm为双极晶体管跨导；in为集电结散粒噪声；IQ为振荡晶体管偏流；QL为电感Q；QT等于谐振电路Q；QV等效压变电容Q；REQ为谐振电路等效并联电阻；RS为压变电容串联电阻；VO为谐振电压均方根值。
较宽的调谐范围可通过两个容易理解的途径增大振荡器的相位噪声：降低谐振电路Q值和调谐线噪声的影响。要获得更宽的调谐范围，压变电容必须通过一个更大的电容耦合到谐振电路。这会降低CV（等效可变电容）的Q值，如方程（2）所示。CV的Q值降低同时使谐振电路净Q值也降低，因而导致相位噪声增加，如方程（6）所示。致使相位噪声增加的第二个因素是调谐输入端的热噪声，它会产生频率调制的边带噪声。该项噪声随着调谐范围而增加，并有可能超过振荡器的固有相位噪声。由热噪声引起的相位噪声可由下式计算：
PN=201og[√2*KV*Vn/(2*fm)] （7）
Kv=VCO增益(Hz/V),Vn=噪声密度(V/√(Hz)
显然，两种情况的相位噪声都随着调谐范围的增加而增大。因此要使免调节VCO保持较低的相位噪声，至关重要的是设定一个恰当的调谐范围，保证带宽要求并能容纳各种可预见的误差源。如上所述并根据题目要求设计电路如下：

（图8）：VCO主振荡器
V3为振荡管，接成共基组态，以达到良好的频率响应。C1为基极耦合电容。V3的静态工作点由R2、R3、R4所决定。 V1，V2为驱动控制继电器所用，即改变参数控制所用。 C2、C3为反馈电容。回路的谐振频率由CD、C1、C10、L1、C11、决定。PD0控制CD的电压从而改变f。当PD0在0V—12V变化时f可在10MHZ—40MHZ之间变化。该振荡电路起振频率极宽。经论证当采用高频管时，改变谐振环路，振荡频率可达几GHZ，在本电路中只要是ft>200MHz，电压放大倍数大于80的低压管都可使用。用3DG130C、2N3904、3DG6等代换都可。该振荡级电源采用稳压块供电，确保主频和调制的稳定性。V1的集电极电流大约在6mA。
V4为缓冲级。R5、R6为V4的偏置电阻，C7为高频通路电容，它能增加V4的高频增益。C13、L3为本级的谐振回路，谐振回路的电感参数我们也设计成可变的，以在不同的频段产生不同的谐振点。本方案设计了两个频段分别为10MHz——24MHz谐振点17MHz。24MHz——40MHz ，谐振点为32MHz。如图所示A、B，C、D分别为电容，电感可变参数连接点。
（2）V1的静态工作点的确定

小功率振荡器的静态工作电流ICQ一般为1—4mA。ICQ偏大，能使振荡幅度增加，但波形失真加重，频率稳定性变差。我们选取ICQ=2mA
本设计选取偏置电阻R4=15K、R5=33K、R6=470Ω，所以可得静态工作点为：
UBQ=3.4V
UEQ=0.47V
ICQ=2mA
（2）变容二极管参数及选取
变容二极管是本设计的核心元件，我们正是利用二极管的压容特型来实现压频调节的。二极管的特性参数如下所示：
①变容二极管特性曲线
变容二极管的特性曲线如图(9)所示。
变容二极管的性能参数及Q点处的频率可以通过特性曲线估测。
其结电容与外加电压关系为：

图（9）变容二极管的特性曲线

式中：
Cj ______变容二极管的结电容；
Cj0 _________变容二极管零偏压时的结电容；
UD ______变容二极管PN结内建电位差（硅管UD=0.7v,锗管UD=0.3v）；
γ ______电容变化指数，由变容二极管型号决定；
u ______变容二极管两面端电压

变容二极管是主振器的核心元件，通过计算。我们选取了1SV55 型号的变容二极管。
2.3 PLL的设计
频率稳定度是指在一定时间间隔内，频率源的频率准确度的变化，所以实际上是频率不稳定度，他表征频率源维持其工作于恒定频率上的工作能力。各种频率源的频率值由于受内外因素的影响，总是在不断地变化着。为了提高频率的稳定度我们设计了PLL以提高电路性能。
PLL与系统构架框图如下：

图（10）：PLL与系统构架框图
图示虚线框为锁相环路。它与主振荡器的接口有两个。一是FVCO，该信号的频率就是压控振荡器（VCO）的频率，另一是误差纠正电压PDO。FVCO信号经过74HCT74四分频后，再经过CD4059N分频，输出10KHz的信号作为鉴相器CD4046的一路输入信号。CD4046对两路输入信号进行比较，当两者频率不相同时，CD4046会输出一个误差电压纠正VCO的频率，直到它的两路输入信号频率相等时，PDO呈高阻态。此时环路称为锁定状态，锁相环路实际上是频率反馈电路。(f/4N=ft/10，f=N*ft/2.5 ft为给4046提供基准比较频率)。输出频率经倍频fo=2*N*ft/2.5后给功率放大器。由此可见，输出频率的稳定度与ft相当，当ft为100KHz时，由于N 为自然数,所以输出的步进频率为0.1MHz，当N的范围在250到1000变化时，则输出频率可在10MHz到40MHz之间变化。在10MHz—24MHz之间谐振点为17MHz，在24MHz—40MHz之间谐振点为32MHz。四块4511为7段数码管的BCD译码驱动器，当环路锁定时数码管所显示的数字即为压控振荡器的输出频率，他最后和单片机的采集频率进行比较来得出输出频率是否稳定很准确。
此模块主要是控制CD4059的分频系数N。通过锁相环CD4046处理输出电压来达到控制输出频率FVCO目的。此模块实现方便，电路简洁。本部分还可实现输出频率步进的粗调上升、粗调下降和细调上升、细调下降的步进方式，为频率值的准确调节带来方便。
图（11）是锁相环电路与频率设置和显示电路。FVCO经V2放大整形后经C7进入分频器74HC74，触发器74HC74的工作频率较高。标称最高可工作在60MHz，把它接成分频器的模式也很简单，在本电路中工作在40MHz已绰绰有余。CD4060时钟发生器，CD4046鉴相器，CD4059N分频器，构成整个锁相环路系统，CD4059为N分频器，它有多种工作模式可供选择。在电路中他工作在模式10，BCD计数的模式。下面举个例子：要在锁定时发射频率是15MHz。根据上面所讲，CD4059的分频器系数N应该为375。在*1000位置0，即D4、C4、B4、A4都断开；在*100位，C3、D3断开，B3、A3接+5V；在*10位，D2断开，C2、B2、A2接+5V；在*1位，D1、B1断开，C1、A1接+5V。此频率设置过程均由单片机控制，当环路锁定时LED点亮指示，锁定时间不超过2秒。

图（11）：锁相环电路
2.4 高频功率放大器的设计
我们利用选频网络作为负载回路的功率放大器。此种放大器电流导通角愈小，放大的效率愈高。甲类功率放大器适合作为中间级或输出功率较小的末级功率放大器。丙类功率放大器通常作为末级功放以获得较大的输出功率和较高的效率。本设计把这两种放大器相结合，以提高本设计的性能和精度。
2.4.1 丙类功率放大器
丙类功率放大器的基极偏置电压是利用发射极电流的直流分量在射极电阻上产生的压降来提供的，故称为自给偏压电路。当放大器的输入信号为正弦波时，则集电极的输出电流为余弦脉冲波。利用谐振回路的选频作用可输出基波谐振电压、电流。如图（12）所示了丙类功率放大器的基极与集电极间的电流电压波形关系。分析可得下列基本关系式子：
UC1M=IC1MR0
UC1M为集电极输出的谐振电压即基波电压振幅；
IC1M为集电极基波电流的振幅；
R0为集电极谐振回路的电阻

PC为集电极输出功率。
PD＝UCC＋IC0
PD为 UCC供给的直流功率；
IC0 集电极电流脉冲ic的分量丙类功率放大器的基极与集电极间的电流电压波形关系如图（12）所示。

图（12）：电流电压波形图
2.4.2 甲类功率放大器
甲类功率放大器的输出负载由丙类功放的输入阻抗决定，两级间通过变压器进行耦合，因此甲类功放的交流输出功率P0可表示为：

为输出负载上的实际功率；
为变压器的传输效率。
2.4.3 功率增益
与电压放大器不同的是，功率放大器应有一定的功率增益，对于图（14） 所示电路，甲类功率放大器不仅要为下一级丙类功放提供一定的激励功率，而且还要将前级输入的信号，进行功率放大，功率增益AP的表达式为：

其中PI为放大器的输入功率。
2.4.4 负载特性
因为当功率放大器的电源电压，基极偏置电压，输入电压（或称激励电压）确定后，如果电流导通角选定，则放大器的工作状态只取决于集电极回路的等效负载电阻。谐振功率放大器的交流负载特性如图（13）所示。
由图（13）可见，当交流负载线正好穿过静态特性曲线的转折点时，管子的集电极电压正好等于管子的饱和压降，集电极电流脉冲接近最大值，此时集电极输出的功率和效率都比较高，此时放大器处于临界工作状态。所对应的值称为最佳负载电阻值，用R0表示：

图（13）：谐振功放负载特性
当放大器处于欠压工作状态，如C点所示集电极输出电流虽然比较大，但集电极电压比较小，因此输出功率和效率都比较小。此时，放大器处于过压工作状态。集电极电压虽然比较大，但集电极电流波形凹陷，因此输出功率比较低，但效率比较高。为了兼顾输出功率和效率的要求，谐振功率放大器通常选择在临界工作状态。
2.4.5功放参数计算
本设计选择晶体管3DG12和3DA1。3DG12的主要参数为PCM＝700Mw ，ICM=300MA，UCES≤0.6V，hfe≥30，ft≥150MHZ，AP≥6dB。晶体管3DA1的主要参数为PCM=1W ，ICM＝750MA，UCES≥1.5，hfe≥10,ft=70MHZ,AP≥13dB
①丙类放大器工作状态
为获得较高的效率η及最大输出功率P0，放大器的工作状态选为临界状态，取θ=70度，由下式得谐振回路的最佳负载电阻R0为1.8K

可得集电极基波电流振幅Ic1m为
由式IC1M＝5.8mA
IC0＝IC1M／а0（70度）＝3.5 mA
ICM= IC1M／а0（70度）=14 mA
得集电极电流脉冲的最大值Icm及其直流分量Ico，即
电源供给的直流功率PD＝UCC*ICO＝42mW
集电极的耗散功率Pcˊ＝PD－P0＝12 mW
放大器的转换效率η＝P0/PD＝71%
<1> 计算谐振回路及偶合回路的参数
丙类功放的输入输出偶合回路均为高频变压器偶合方式，其输入阻抗│Zi│可由式
│Zi│= 86Ω
由式N3/N1= √RL/R0得输出变压器线圈匝数比为0.67
取N3=2，N1=3
集电极并联谐振回路的电容C=100pF，由式L=[2.53*10000／（｛f0｝MHZ）²{C}PF]μH得回路电感为10μH。
注：变压器的匝数N1，N2，N3的计算只能作为参考值，因为高频电路在工作时受分布参数影响，与设计值有一定的差异。为了调整方便，采用磁芯位置可调节的变压器。
②甲类功率放大器性能参数
由丙类功率放大器的计算结果可得甲类功放的输出功率PH′应等于丙类功放的输入功率Pi，输出负载RH′应等于丙类功放的输入阻抗∣Zi∣。
设计变压器效率η为0.8。
集电极输出功率PC＝PH′／η＝31mW
取放大器的静态工作电流ICQ＝ICM＝7mA,由下式计算出最侍谐振电阻RH为1.3K

由式UCM＝UCC－ICQ*RE1－UCES得RE1＝357
由式N1/N2＝√ηBRH／RHˊ=3
取N2＝2，则N1＝6 。
本级功放采用3DG12晶体管。
③设计原理图如下
前级为甲类功放，后级为丙类功放

2.5 单片机系统的设计
2.5.1硬件系统的设计
单片机所要完成的任务就是频率、电压值的测量和显示。频率的步进和主振器参数的档位控制。
单片机硬件框图如图（15）：
电压控制首先要有A/D转换，把模拟量转换成数字量以便于单片机处理。ADC采用AD574进行电压采样，AD574是12位A/D转换芯片其特点为：有内部参考电压和时钟电路；全8位和16位微处理器接口；250ns总线取数时间，能满足一般微处理器的时序要求；高转换速率，用12位时25μs用8位时16μs；在－55摄氏度到＋125摄氏度满足线性要求。在恶劣环境下亦能稳定工作。能满足本设计要求。但在本系统中有高频噪声影响，使输出代码不稳定。考虑到这一点，我们采取了加保持器电路以抗干扰。结果表明效果十分显著。
显示部分用7段显示译码器进行显示，频率部分用四位显示，电压部分用两位显示，可以达到题目要求的显示精度。
分频模块的硬件可参照锁相环模块的电路原理图，即图（11）。

图（15）单片机硬件框图
2.5.2 单片机软件系统的设计
本设计软件分为电压测量显示，频率测量显示，步进控制三部分。
频率的测量主要是以计数的方法来实现。VCO输出经分频后送单片机T1计数器进行计数。为了减小计数误差，在软件处理方面采取了最优化的误差处理，使频率测量达到了很高的精度。本部分软件设计外接硬件少，外部干扰很少，符合本系统的整体要求。
软件流程图如图（16）所示：

图（16）：软件流程图
三、参数测试
3.1 测试参数说明
3.1.1 主振频率
LC振荡器的输出频率称为主振频率或载波频率。用数字频率计测量回路的谐振频率，高频电压表测量谐振电压，示波器监测振荡波形。测试点如图中各点所示，即C点测电压，E点测波形。A点测频率。由于数字频率计的输入阻抗较低，所以要接入电容，一般取等于几十皮法。
3.1.2 频率稳定度
主振频率或载波频率的相对稳定性用频率稳定度表示。虽然调频信号的瞬时频率随调制信号改变，但这种变化是以稳定的载频为基准的。若载频不稳，有可能使调频信号的频谱落到接受机通带之外。因此对于调频电路，不仅要满足一定频偏要求，而且振荡频率必须保持足够高的频率稳定度。图示的克拉泼电路，其可达到，测量频率稳定度的方法是，在一定的时间范围（如1小时）内或温度范围内每隔几分钟读一个频率值，然后取范围内的最大值与最小值，则频率稳定度为0.0001
3.1.3 调制灵敏度
单位调制电压所引起的频偏称为调制灵敏度，以SF表示，单位为kHz/v，即

式中的频率变化量，由于变容二极管部分接入谐振回路，则引起回路总电压的变化量为频偏较小时，与的关系可采用下面近似公式，即调制灵敏度可以由变容二极管特性曲线上处的斜率及式计算。越大，调制信号的控制作用越强，产生的频偏越大。
3.1.4 输出功率
高频功率放大器的输出功率是指放大器的负载RL上得到最大不失真功率。对于本设计由于负载RL与丙类功率放大器的谐振回路之间采用变压器耦合方式，实现了阻抗匹配，则集电极回路的谐振阻抗R0上的功率等于负载RL上的功率，所以将集电极的输出功率视为高频功率放大器的输出功率。
测试：高频信号发生器提供激励信号电压与谐振频率，示波器监视波形失真，直流毫安表测试集电极直流电压，高平电压表测量负载RL的端的电压。只有在集电极回路处于谐振状态时才能进行各项技术指标的测量。
3.1.5 效率
高频功率放大器的总效率由晶体管集电极的效率和输出网络的传输效率决定。而输出网络的传输效率通常是由于电感、电容在高频工作时产生一定损耗引起的。放大器的能量转换效率主要由集电极的效率所决定。所以常将集电极的效率视为高频功率放大器的效率，用η表示。
3.2 测量仪器
示波器TDS3012B 频率计DF3370 万用表MS-345
3.3 测试参数表
类型
序号
项目
测试记录
备注
基本要求
(1)波形失真
f0 =15MHz
无明显失真

f0 =20MHz
无明显失真

f0 =25MHz
无明显失真

f0 =30MHz
无明显失真

f0 =35MHz
无明显失真

(2)频率范围
f0 =15MHz
f0 =14.98MHz

f0 =20MHz
f0 =20.16MHz

f0 =25MHz
f0 =24.67MHz

f0 =30MHz
f0 =31.08MHz

f0 =35MHz
f0 =35MHz

(3)频率稳定度
f0 =25MHz
S优于0.001

(4)输出电压
f0 =15MHz
1.05V

f0 =20MHz
1.15V

f0 =25MHz
1.05V

(4)输出电压
f0 =30MHz
0.99V

f0 =35MHz
1.09V

基本要求
(5)显示电压
f0 =15MHz
1.06V

f0 =20MHz
1.10V

f0 =25MHz
1.06V

f0 =30MHz
1.00V

f0 =35MHz
1.10v

(6)频率步进

能实现

发挥部分

(1)频率范围

11MHz~39MHz

(2)PLL

(3)输出频率显示

能实时显示，误差小于100KHz

(4)输出功率

f0=30MHz，
E=12V，
RL =50Ω
IC0=3.5mA
VP-P=4.9V
P0=36mW
η≤71℅

f0=30MHz，
E=12V，
RL =50Ω，
（容性）
IC0=3.4mA
VP-P=4.8V
P0=30mW
η≤65℅

四、特色自评
本设计采用单片机控制主振器，根据产生的不同的频率范围控制不同的主振器参数而达到提高精度和稳定度的目的。在频率步进方面本设计增加了细调功能，可以实现若干自定义等级的步进，为频率值的准确调节提供了方便。我们用手工刻版减少布线对高频信号的影响。且制作工艺精良，焊接布线很具水平
目录
一、方案论证与比较 2
二、系统原理分析与论证 3
2.1 系统组成 3
2.2 VCO的设计 3
2.3 PLL的设计 8
2.4 高频功率放大器的设计 10
2.4.1 丙类功率放大器 10
2.4.2 甲类功率放大器 11
2.4.3 功率增益 12
2.4.4 负载特性 12
2.4.5功放参数计算 12
2.5 单片机系统的设计 15
2.5.1硬件系统的设计 15
2.5.2 单片机软件系统的设计 16
三、参数测试 16
3.1 测试参数说明 16
3.1.1 主振频率 16
3.1.2 频率稳定度 17
3.1.3 调制灵敏度 17
3.1.4 输出功率 17
3.1.5 效率 18
3.2 测量仪器 18
3.3 测试参数表 18

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