中压三电平逆变器矢量控制系统的几个特殊.doc

作 者 ：天津大学  马小亮/魏学森

摘 要 ：本文介绍了三电平逆变器矢量控制系统的5项关键技术:输出电压电流测量;输出滤波器对矢量控制影响的对策;定子电势计算中电流微分滞后的对策;新磁链观测电压模型;直流电流调节块的预控和电机参数的补偿。

英文摘 要 ：Some problems and their solutions of vector control systems of medium voltage three-level inverters are introduced in this paper: inverter output voltage and current measurements, counting the influence of output filter on vector control, compensating the delay of the current differential signals in calculating motor emf, new motor voltage model, the current pre-control and compensation method of motor parameter variation.

关键词： 矢量控制   电压模型   预控
1  引言
    中压变频调速应用范围广，市场前景好，已成为人们关注的热点之一，三电平方案由于功率器件数少，主电路简单、实现制动能量回馈容易，受到越来越多关注，随功率器件电压的提高，它将得到更多的应用。
    三电平逆变器的主电路拓扑，工作原理及PWM形成方法在许多文献中都有介绍，本文不再重复，仅讨论它的矢量控制系统。交流电机的矢量控制系统已有多年历史, 本文不再叙述它的原理，仅介绍在三电平中压变频器中采用矢量控制需要解决的几项关键技术:
·逆变器输出电压电流测量;
·逆变器输出滤波器对矢量控制的影响及对策;
·电机定子电势(emα、emβ)计算;
·观测电机磁链的电压模型;
·直流电流调节块的预控和电机参数变化的补偿。
    几项技术对于异步机，励磁同步机和永磁同步机都适用，且已在大功率三电平逆变器上得到应用。
2  逆变器输出电压、电流测量
逆变器输出电压、电流虽是交流，频率在0Hz至
fo.max间变化，不能用普通电压电流互感器测量，常用的传感器是磁平衡式霍尔传感器。三电平逆变器用于中压(1kV～10kV)大功率变频，母排对地电压高，附近电磁场强，把霍尔传感器置于这里，传感器本身及连接电缆的耐压和电磁屏蔽都是难题。另外高压，大电流霍尔传感器体积大、价高。逆变器输出电压电流波形中含有较大开关频率的纹波，用通常的瞬时采样A/D变换器采得的值不是实际波形在一个开关周期中的平均值，不能真实反映电压、电流在这开关周期的大小，特别是三电平逆变器用的功率器件电压高、电流大，开关慢，开关频率多在1kHz左右，很难通过滤波把电压电流先滤光滑再采样，而又不影响输出基波的相位和幅值。以往多用V/f/D变换(先用V/f变换把电压信号变成脉冲频率，再经计数器把频率变成数字量)或在一个开关周期中多次采样求平均值的方法解决这问题，都很麻烦。

图1    △/∑电压电流测量

△/∑电压、电流测量方法可解决上述问题[1]，测量电路示于图1(a)。从分流器和高压分压器上直接取信号，经10倍放大，送△/∑ADC。△/∑ADC是1位A/D变换器，输入为0~5V模拟量，输出为一串与时钟脉冲同步的脉冲，它在一个采样周期中的平均占空比(在一个周期中脉冲“1”的时间与周期T之比)与输入模拟量成比例。△/∑ADC输出的脉冲经光纤送至同步计数器，计数器在每采样周期开始时清零，然后，每当时钟脉冲来时，若其输入为“1”，计数器就加1，到采样周期结束时，计数器中的数则为输入信号的平均值，满足平均值采样要求，放大器和△/∑ADC的电源取自功率开关器件IGBT或IGCT的门极驱动电路电源，与被测量母线同电位，输出脉冲经光纤传输，分流器shunt做成盒式，电子板放在盒中，这三项措施很好的解决了耐压和电磁干扰问题。

Siemens公司的检测器产品外形示于图2，一个检测器中装一套电流检测和一套电压检测。

图2    检测器外形
3  逆变器输出滤波器对矢量控制的影响和对策
    三电平逆变器使用高压功率器件，输出波形中dv/dt高，普通电机承受不了，通常在逆变器输出端加装输出滤波器，例如正弦波滤波器，改善电机端电压波形。加装滤波器会影响电机电压、电流的相位和幅值，输出频率越高，影响越大，矢量控制系统要求精确控制电机电流的大小和相位，在设计系统时，必须考虑滤波器的影响。把电压、电流传感器放于滤波器之后，直接测电机电压、电流可解决该问题，但若这些测量信号还用于逆变器保护，将影响保护正确性，故应把传感器放于滤波器之前，而在控制软件中，是用测量值和滤波参数计算电机实际的电压和电流值。
滤波器是LCR滤波器，基波fo的单相等值电路示于图3(a)，其LC谐振频率为400Hz左右。

图3 滤波器单相等值电路

图中:Vo和fo是逆变器输出相电压及基波频率
    Lf，Cf，Rf-LCR滤波参数
    Vm—电机端电压，Lσ—电机漏感
Rf用于阻尼，在ff=0～50Hz(或100Hz)范围内，Rf＜＜1/ωoCf(ωo=2πfo)，它的影响可忽略，认为Rf≈0。在这条件下，逆变器和滤波器可以用一个带内电感Le的等效电源Vem代替，图3(a)简化为图3(b)。

由于ωo2LfC＜＜1及电感参数本身有一定误差，近似认为Le＝Lf。图3(b)还可简化成一个由等效电源Vem供电的漏感为Leσ的等效电机电路图3(c)，其中

在矢量控制中，定子电压向量用定子坐标系(αβ坐标系)的两个分量表示，则等效电机电压

ω0来自矢量控制系统的电机模型。
由图3(a)，电机电流 

在αβ坐标系中，则有

按式(3)和(4)可以从测得的Voα、Voβ和ioα、ioβ算出等效电机的电压和电流(Vemα、Vemβ，imα、imβ)。

4  定子电势emα和emβ计算
     矢量控制的关键是磁链观测，众所周知:有电压模型VM和电流模型IM两类观测器，VM通过积分电势计算磁链，在fo≥5%fN范围内精度高，系统按它观测结果工作，在时，fo＜5%fN电势太小，VM不能工作，改用IM，IM用电流计算磁链，需要电机参数多，误差大，但误差与速度无关，低速时仍能工作。通用逆变器应满足所有转速工况，包括低速，两种模型都要用，以VM为主，IM为辅。在IM中所有变量都是直流量(同步机)或滑差频率的交流量(异步机)，变化慢，在数字控制系统中实现无困难，本文不讨论。在VM中的变量是以fo变化的交流量，变化快，数字系统离散计算导致的滞后对其影响大，这节讨论如何克服它对电势计算的影响，下节讨论VM的实现。
VM原理基于:

在αβ坐标系中的电势分量

式中:RS和Leσ是定子电阻和等效漏感。
按式(6)计算，困难在于如何计算电流信号的微分值。在数字控制系统中通常按下式计算:

式中:T—采样周期，它与电力电子器件的开关周期相同
下标K和K-1表示在KT和(K-1)T时刻的采样值
按此法计算出的电流微分值实际上是(K-1)周期的平均值，把它用于第K周期的电势计算，晚了一个周期。电流是正弦曲线，它的微分是超前90°正弦曲线，三电平逆变器T=1ms，若输出频率fo=50Hz，一个采样周期对应相角度18°，晚一个周期，导致较大误差。
为解决上述问题，电流微分值改用下式计算:

式中imα·K+1和imβ·K+1是电流在(K+1)T时刻的估计值。估计时认为:由于电流向量的幅值和角速度ωo=2πfo，变化较慢，第K周期内(KT≤t<(K+1)T)没变，仅相角从θi·K变到θi·K+1＝θi·K＋Δθi·K(Δθi·K＝ωoT)，电流向量和示于图4(a)。
由图4可以证明

这计算用矢量回转器(VD)实现，示于图4(b)。

     (a)向量图     (b) 计算框图
图4     电流向量及计算框图
5  电压模型VM

VM按式(5)计算磁链，输入是emα和emβ，输出是磁链向量的幅值ψ和它在αβ坐标系的位置角θ，计算公式简单，但实现起来很困难，存在下面三个问题:
5.1 数字系统离散带来滞后问题
VM在第K周期中用emα·K和emβ·K算出的ψK和θK，用于第(K+1)周期逆变器的控制，滞后1.0T，另外电势信号来自按平均值采样得到的电压，电流信号，本身有0.5T滞后，共1.5T滞后。ψ变化慢，滞后影响不大，角变化快，若fo=50Hz，1.5T滞后导致27°误差，这么大的误差无法接受。
5.2 纯积分漂移问题
式(5)是纯积分，数字积分本身无漂移，但输入信号中不可避免有零点漂移，导致积分漂移，文献[3]中介绍过多种抑制漂移的方法，都较复杂，效果不佳。
5.3 平滑过渡问题
VM用于高速，IM用于低速，两种模型在5%fN附近要切换，如何保持平滑，不给系统带来冲击，也是一个待解决的问题。

图5     新VM框图及矢量关系

一种可解决前二难题的新VM框图示于图5(a)[2]，它基于下列公式:

式中:emd和emq是在同步旋转坐标系dq轴的分量， 位于d轴上。为区别观测值与实际值，在观测值上方加上标“∧”。和由emα和emβ经矢量回转VD获得，回转角为，来自VM输出。虚线框中K为动态校正环节，Δt为角度补偿，在分析工作原理时先不考虑它们。

    新VM中虽然也有两个积分器I1和I2，但它们位于闭环中，漂移被抑制，若积分I1出现漂移，减小，和Δθ加大，增加，使ψ恢复原来值，同理I2的漂移也被抑制。当数字控制使滞后θ时，Δθ＜0，，，使，角差Δθ被补偿。新VM解决了传统VM的两大难题，并且直接输出ψ和θ。
    新VM是通过Δθ实现闭环系统，环中有两个纯积分环节，动态分析[2]表明它稳定性不好。为改善稳定性，增加系统阻尼。引入虚线框中系数K，稳态时=0，，不影响观测。新VM可以补偿由数字系统离散带来1.0T滞后，但没法补偿由平均值采样带来的0.5T测量滞后，为此加入虚框中Δt角度补偿信号，取Δt=0.5T。

   (a) 磁链瞬时角度      (b) 磁链的β分量
图6     新VM仿真结果
仿真结果示于图6，从图中看出观测值和在每个采样时刻都等于实际值θ和ψβ。新VM不仅能观测运行中的磁链，还能观测正式运行前，电机建立磁场过程的ψ变化和初始位置角θo，参见文献[2]。
为实现VM和IM在fo=5%fN附近的平稳过渡，可采用图7切换电路。

图7     VM、IM切换框图
6  直流电流调节块的预控及电机参数变化补偿

    直流电流调节块(DCRB)的框图示于图8，它的输入是定子电流磁化分量给定和实际值(i*md和imd)及转矩分量给定和实际值(i*mq和imq)，输出是定子电压的两直流分量(V*'emd和V*'emq)，供矢量变换产生三相交流电压给定用，任务是精确控制实际电流向量的幅值和相位，使其等于期望值，它是矢量控制的另一关键。

图8    新DCRB框图
    通常的DCRB只有两个PI调节器1DCR和2DCR，数字控制系统的离散性质导致滞后，调节过程慢，三电平逆变器采样时间长(1ms)，影响更甚，转矩响应时间近100ms。为改善动态性能，加快转矩响应，在新DCRB中，引入两个预控计算环节1PC和2PC，根据给定量i*md、i*mq、f*和ψ*及电机参数RS、Leα计算期望值的直流电压分量V*'emd和V*'emq    

式中:ω*=2πf*，用相对值计算时ω*=f*。
第K周期的电流增量为

(直流电流变化慢，可以用相邻两次采样之差与T之比代替电流微分计算)
引入1PC和2PC后，电流给定量的变化不经调节器，直接通过预控作用于输出电压，从而大大加快调节过程，使转矩响应时间减至5~10ms。若计算准确，调节器输出ΔV*emd和ΔV*emq，调节器在这里仅起校正预控误差的作用。
在图8所示DCRB中还有一个正交补偿通路:2DCR的输出ΔV*emq经滤波，乘f*加权得dV，加至V*emd计算中

用于补偿由于参数变化、设置不准引起的磁链变化。调试时，检查预控环节中设置的参数，稳态时应该ΔV*emq≈0，dV≈0，正交通路不起作用，若参数变化磁链加大，电机电压升高，ΔV*emq＞0，dV＞0，V*emd减小，使磁链减小，参数变化影响被抑制。
    预控计算总有一定误差，ΔV*emq不会正好等于0，低速时占V*emd比例大，不希望它影响V*emd工作，为此通过乘f*加权办法来削弱正交通道的作用。正交通道投入后，1DCR调节中的I输出会加大，阻碍dV的校正作用，为此通过函数发生器2HF产生1DCR中的I限幅值，高速时()限幅值=0，1DCR中的I不起作用，正交通道工作;低速时()，I限幅放开，dV小，正交通道不工作;是过渡段，开关K用于切断或投入正交通道。
7  结束语
(1) 基于△/∑A/D变换的电压电流检测能满足平均值采样及中压逆变器的耐压和抗干扰要求;
(2) 计算等值电机电压和漏感方法解决了逆变器输出滤波器对矢量控制影响问题;
(3) 交流电流增量计算方法克服了emα、emβ计算中的电流微分滞后问题;
(4) 新电压模型解决了纯积分漂移和离散计算滞后问题;
(5) 直流电流调节的预控大大加快了转矩响应，正交补偿通道能抑制电机参数变化对磁链的影响。