单电感双输出Boost变换器的复合控制方案.pdf

第 4 期太阳能尧风能尧水能等可再生能源已被广泛应用于多输出电力系统1鄄2遥 单电感多输出 DC鄄DC 变换器因仅需一个电感器便可实现多路电压输出袁且具有系统体积小尧转换效率高等优点袁已在便携式电子设备尧新能源电力系统等领域得到研究3鄄5遥 但单电感多输出 DC鄄DC 变换器中袁 多个输出支路共享同一个电感袁易造成交叉调节6鄄8袁严重影响系统的动态特性和稳定性遥为了减少系统交叉调节袁 国内外学者提出了相应的控制方法遥文献9对单电感双输出 SIDO渊single鄄inductor dual鄄output冤Buck 变换器提出了电容器电流纹波控制技术袁改善了系统负载瞬态响应曰文献10对 SIDO Buck 变换器提出了双模 PID 补偿器袁保证了系统在负载变化下的稳定性曰文献11采用多变量数字控制器对 SIDO Buck 变换器进行控制袁减小了系统输出间的交叉调节曰文献12对 SIDO Buck变换器研究了电压比例控制方法袁提升了系统稳定收稿日期院2022鄄04鄄19曰录用日期院2022鄄06鄄08基金项目院国家自然科学基金资助项目渊61561008冤曰广西高校中青年教师科研基础能力提升项目渊2021KY0164冤曰广西民族大学人才引进科研启动项目渊2020KJQD25冤Project Supported by National Natural Science Foundation ofChina渊61561008冤;Middle鄄aged and Young Teachers爷 Basic A鄄bility Promotion Project of Guangxi渊2021KY0164冤;Startup Fou鄄ndation for Introducing Talent of Guangxi Minzu University渊2020KJQD25冤单电感双输出Boost变换器的复合控制方案吴家荣袁卢振坤袁王擎宇袁文春明袁韦峻峰渊广西民族大学电子信息学院袁南宁 530006冤摘要院为减小单电感双输出 Boost 变换器的交叉调节袁提出一种复合控制方案遥 建立变换器仿射非线性数学模型袁基于微分几何理论证明所建模型满足精确反馈线性化条件袁构造出相应输出函数实现系统的线性化和解耦袁进而分别为线性系统设计内模控制器和状态反馈控制器袁并对满足控制系统稳定要求的反馈系数选取进行分析遥 与现有控制方法进行仿真比较袁结果表明袁所提控制方案具有更好的动态调节特性尧更优的控制性能和更小的交叉调节遥 实验结果进一步验证了所提控制方案的可行性遥关键词院单电感双输出曰交叉调节曰Boost 变换器曰精确反馈线性化曰内模控制Compound Control Scheme for Single鄄inductor Dual鄄outputBoost ConverterWU Jiarong,LU Zhenkun,WANG Qingyu,WEN Chunming,WEI Junfeng渊College of Electronic Information,Guangxi Minzu University,Nanning 530006,China冤粤遭泽贼则葬糟贼院 To reduce the cross鄄regulation of a single鄄inductor dual鄄output Boost converter,a compound controlscheme is proposed in this paper.An affine nonlinear mathematical model of the converter is established,and it isproved that this model satisfies the exact feedback linearization condition based on the differential geometry theory.Thecorresponding output function is constructed to realize the linearization and decoupling of the original system,and an in鄄ternal model controller and a state feedback controller are designed for the linear system,respectively.In addition,theselection of feedback coefficients that meet the stability requirements of the control system is analyzed.Simulation resultsshow that compared with the existing control method,the proposed control scheme has better dynamic regulation charac鄄teristics,better control performance and smaller cross鄄regulation.Moreover,experimental results verified its feasibility.Keywords:single鄄inductor dual鄄output;cross鄄regulation;Boost converter;exact feedback linearization;internalmodel controlDOI院10.13234/j.issn.2095鄄圆愿园缘援圆园23援4.11中图分类号院TM46文献标志码院A电源学报Journal of Power SupplyVol.21 No.4Jul.2023第 21 卷 第 4 期2023 年 7 月电源学报第 21 卷图 1SIDO Boost 变换器电路拓扑Fig.1 Circuit topology of SIDO Boost converter性曰文献7对 SIDO Boost 变换器提出了共模鄄差模电压控制方法袁 改善了系统对负载变化的动态响应曰文献13对 SIDO Buck 变换器提出了电压模式解耦控制策略袁提高了系统响应速度曰文献14对SIDO Buck 变换器提出了峰值电流鄄峰值电压控制策略袁抑制了系统的交叉影响曰文献15对 SIDO Buck变换器提出了电容电流鄄电容电压纹波控制方法袁减小了输出支路间的交叉影响遥虽然上述控制方法有效减小了 SIDO DC鄄DC 变换器的交叉调节袁但均是建立在小信号数学模型基础上的袁容易受系统参数变化的影响遥 精确反馈线性化 EFL渊exact feedbacklinearization冤方法是非线性控制发展的一次重大突破袁其在实现线性化过程体现了系统的精确性和完整性袁已在电力电子系统得到了研究与应用16鄄18遥鉴于此袁本文对 SIDO Boost 变换器提出复合控制方案遥 建立系统仿射非线性数学模型袁基于微分几何理论构造满足精确反馈线性化要求的输出函数袁详细分析控制器的设计过程袁并对控制系统的稳定性进行分析遥最后袁通过仿真比较和样机实验袁验证所提控制方案的优越性和正确性遥1系统数学模型SIDO Boost 变换器电路拓扑如图 1 所示遥图中袁Vin为新能源输入电压袁L 为滤波电感袁Ca和 Cb为支路输出滤波电容袁Ra和 Rb为支路负载电阻袁va和 vb为支路输出电压袁ia和 ib为支路输出电流袁Q1为主功率开关管袁Qa和 Qb为支路功率开关管且互补导通袁Da和 Db为支路二极管袁iL为电感电流袁 支路 a由 Qa尧Da尧Ca尧Ra组成袁支路 b 由 Qb尧Db尧Cb尧Rb组成遥控制目标是使支路 a 和支路 b 的输出电压 va尧vb分别稳定于各自的参考电压 Varef尧Vbref遥 选取状态变量 x=渊x1袁x2袁x3冤T=渊iL袁va袁vb冤T曰 控制变量 d=渊d1袁da冤T袁其中 d1为 Q1的占空比袁da为 Qa的占空比曰 输出变量为 y1渊x冤=x2-Varef袁y2渊x冤=x3-Vbref遥 假设系统工作于电感电流连续模式 CCM渊current continuous mode冤下袁采用状态空间平均建模法建立 CCM SIDO Boost变换器的仿射非线性模型袁表示为x觶=f渊x冤+g1渊x冤d1+g2渊x冤day1渊x冤=x2-Varefy2渊x冤=x3-Vbref扇墒设设缮设设渊1冤式中院 f渊x冤=Vin-x3L-x2RaCax1-x3/RbCb蓘蓡T曰g1渊x冤=x2L-x1Ca0蓘蓡T曰g2渊x冤=x3-x2Lx1Ca-x1Cb蓘蓡T遥由式渊1冤知袁CCM SIDO Boost 变换器的维数 n=3袁且可看成是一个双输入双输出的非线性耦合系统遥2线性化与解耦基于微分几何理论可知19袁系统式渊1冤存在一组输出函数 h渊x冤实现完全 EFL 的充要条件如下院条件淤 矩阵g1渊x冤 g2渊x冤 adfg1渊x冤 adfg2渊x冤对于在 x0附近的所有 x袁其秩不变且等于维数 n曰条件于 集合g1渊x冤 g2渊x冤 adfg1渊x冤 adfg2渊x冤在 x=x0处是对合的遥两条件同时成立袁则 h渊x冤的相对阶之和等于n遥 定义 adfg渊x冤=鄣g渊x冤/鄣xf渊x冤-鄣f渊x冤/鄣xg渊x冤为向量场 g渊x冤对 f渊x冤的李括号遥首先袁验证系统式渊1冤是否满足 EFL 条件遥 由李括号算式可得adfg1渊x冤=-x2LRaCax3-VinLCa-x1RaC2a-x2LCb蓘蓡T渊2冤adfg2渊x冤=x2LRaCa+Rbx1-x3LRbCb-x1LCbx3-VinLCa+x1RaC2ax2-VinLCb-x1RbC2b杉删山山山山山山煽闪衫衫衫衫衫衫渊3冤则矩阵g1渊x冤 g2渊x冤 adfg1渊x冤 adfg2渊x冤的秩为 3袁所以 EFL 条件淤满足曰由于 n=3袁易证集合g1渊x冤 g2渊x冤+-+-+-ViniLQ1QaDaCaRaiavaQbDbCbRbibvbL12第 4 期吴家荣袁等院单电感双输出 Boost 变换器的复合控制方案adfg1渊x冤 adfg2渊x冤是对合的袁所以 EFL 条件于满足遥 因此袁系统式渊1冤必存在一组输出函数袁能使系统满足完全 EFL 条件遥再验证系统式渊1冤给定的输出函数 y1渊x冤尧y2渊x冤是否满足完全 EFL 要求遥 首先袁给出李导数运算算式 Lgy渊x冤=鄣y渊x冤/鄣xg渊x冤袁则通过李导数计算得Lg1L0fy1渊x冤=-x1CaLg2L0fy1渊x冤=x1CaLg1L0fy2渊x冤=0Lg2L0fy2渊x冤=-x1Cb扇墒设设设设缮设设设设渊4冤定义茁軒渊x冤=Lg1L0fy1渊x冤 Lg2L0fy1渊x冤Lg1L0fy2渊x冤 Lg2L0fy2渊x冤蓘蓡遥 根据式渊4冤得茁軒渊x冤=-x1Cax1Ca0-x1Cb杉删山山山山山山山山山山山山山煽闪衫衫衫衫衫衫衫衫衫衫衫衫衫渊5冤则矩阵茁軒渊x冤满秩袁y1渊x冤和 y2渊x冤的相对阶均为1袁总相对阶为 2袁小于 n遥因此袁y1渊x冤和 y2渊x冤不满足完全EFL 要求遥为实现系统式渊1冤的完全 EFL袁需构造新的输出函数 h渊x冤袁使其相对阶等于 2袁再结合 y1渊x冤或y2渊x冤袁即可实现系统的完全 EFL 目标遥 根据微分几何理论知袁h渊x冤必须满足Lg1h渊x冤=鄣h渊x冤鄣xx2L-x1Ca0蓘蓡T=0Lg2h渊x冤=鄣h渊x冤鄣xx3-x2Lx1Ca-x1Cb蓘蓡T=0扇墒设设缮设设渊6冤解得 h渊x冤为h渊x冤=0.5Lx21+0.5Cax22+0.5Cbx23渊7冤观察式渊7冤知袁h渊x冤恰好为 CCM SIDO Boost 变换器的能量函数袁具有明确的物理意义遥对 h渊x冤的相对阶进行计算袁得Lg1L0fh渊x冤=0Lg1L1fh渊x冤=x2VinL+2x1CaRa蓸蔀Lg2L0fh渊x冤=0Lg2L1fh渊x冤=渊x猿-x圆冤VinL-2x1x2CaRa+2x1x猿CbRb扇墒设设设缮设设设渊8冤定义茁赞渊x冤=Lg1L0fh渊x冤 Lg1L1fh渊x冤Lg2L0fh渊x冤 Lg2L1fh渊x冤蓘蓡袁根据式渊8冤知袁矩阵茁赞渊x冤满秩袁则 h渊x冤的相对阶为 2遥 由于开关管Qa和 Qb互补导通袁将 y1渊x冤或y2渊x冤作为输出函数时得到同样的控制效果袁 从而重新定义 CCM SIDOBoost 变换器的输出函数 渍渊x冤为渍1渊x冤=x2-Varef渍2渊x冤=h渊x冤-Href嗓渊9冤式中院Href为 h渊x冤的参考值袁Href=0.5LI2Lref+0.5CaV2aref+0.5CbV2bref曰ILref为 iL的参考值遥 根据功率守恒定理得ILref=V2arefRa+V2brefRb蓸蔀Vin渊10冤对 渍渊x冤是否满足完全 EFL 条件进行验证遥 根据式渊4冤和式渊8冤可知茁渊x冤=Lg1L0f渍1渊x冤 Lg2L0f渍1渊x冤Lg1L1f渍2渊x冤 Lg2L1f渍2渊x冤蓘蓡=-x1Cax1Cax2VinL+2x1x2CaRa渊x3-x2冤VinL-2x1x2CaRa+2x1x3CbRb杉删山山山山煽闪衫衫衫衫渊11冤则矩阵 茁渊x冤满秩袁所以总相对阶为 3=n遥 利用式渊11冤将系统坐标变换为渍1渊x冤=x2-Varef渍2渊x冤=h渊x冤-Href渍3渊x冤=Lf渍2渊x冤扇墒设缮设渊12冤式中袁Lf渍2渊x冤=x1Vin-x22/Ra-x23/Rb遥 系统式渊12冤可转换为新线性系统袁即渍觶1=u1渍觶2=渍3渍觶3=u2扇墒设设缮设设渊13冤其中院渊渍1渍2渍3冤T为新状态向量曰u=渊u1u2冤T为新控制变量遥 原系统控制变量 d 和新控制变量 u 的关系为d=-茁-1渊x冤琢渊x冤+茁-1渊x冤u渊14冤式中院茁渊x冤满足式渊11冤曰琢渊x冤满足琢渊x冤=L1f渍1渊x冤L2f渍2渊x冤蓘蓡=-x2CaRa渊Vin-x3冤VinL-2x22CaR2a-2x3CbRbx1-x3Rb蓸蔀杉删山山山山煽闪衫衫衫衫渊15冤13电源学报第 21 卷图 2内模控制框图Fig.2 Block diagram of internal model control由此实现了 渍1渊x冤和 渍2渊x冤的线性化和解耦遥3控制器设计由以上分析可知袁渍1渊x冤和 渍2渊x冤分别被线性化解耦为一阶线性系统 G1渊s冤=渍1/u1=1/s 和二阶线性系统 G2渊s冤=渍2渊x冤/u2=1/s2遥 现要解决的问题是袁为 G1渊s冤和 G2渊s冤分别设计内模控制器和状态反馈控制器遥3.1 一阶线性系统内模控制器设计内模控制具有抗干扰能力强尧 参数整定直观等优点袁并对模型失配具有一定的鲁棒性遥图 2 给出了内模控制框图袁其中 C渊s冤为待设计的内模控制器袁Gm渊s冤为被控对象 G1渊s冤的参考模型袁R渊s冤和 Y渊s冤分别为系统的参考输入和输出遥由图 2 可以求出 R渊s冤到 Y渊s冤的传递函数为Y渊s冤R渊s冤=G1渊s冤C渊s冤1-C渊s冤Gm渊s冤-G1渊s冤渊16冤闭环系统的误差方程为E渊s冤=R渊s冤-Y渊s冤=1-Gm渊s冤C渊s冤1-C渊s冤Gm渊s冤-G1渊s冤R渊s冤渊17冤取参考模型 Gm渊s冤=1/s遥 根据内模控制原理袁内模控制器 C渊s冤可设计为C渊s冤=F渊s冤G-1m渊s冤渊18冤式中院F渊s冤为能使 C渊s冤正则的滤波器曰G-1m渊s冤为 Gm渊s冤的求逆遥若取 F渊s冤为玉型滤波器袁则 F渊s冤可表示为F渊s冤=1渊姿s+1冤k渊19冤式中院姿 为可调参数曰k 为阶数遥 则式渊17冤可表示为E渊s冤=渊姿s+1冤k-1渊姿s+1冤k-1+NR渊s冤渊20冤式中袁N 是不为 0 的常数袁N=lims寅0G-1m渊s冤G1渊s冤遥当 R渊s冤=rs时袁e渊肄冤lims寅0s渊姿s+1冤n-1渊姿s+1冤n-1+Nrs=0袁则玉型滤波器可无静差跟踪阶跃信号遥对于一阶线性系统袁取 k=1袁则 F渊s冤=1/渊姿s+1冤袁飞跨电容电压的内模控制器可设计为C渊s冤=s姿s+1渊21冤当模型匹配即 G1渊s冤=Gm渊s冤时袁可求得输入要输出闭环传递函数为Y渊s冤R渊s冤=1姿s+1渊22冤当 姿0 时袁系统是渐进稳定的遥3.2 二阶线性系统状态反馈控制器设计状态反馈控制器具有结构简单尧设计简便等优点遥根据状态反馈控制原理袁系统 G2渊s冤的控制器可设计为u2=-K2渍2-K3渍3渊23冤式中袁K2尧K3均为待整定的参数遥联立式渊13冤和式渊23冤得渍咬2+K3渍觶2+K2渍2=0渊24冤解得特征根分别为r2袁3=-K3依K23-4K2姨2渊25冤为保证闭环系统的稳定性袁特征根必须位于复平面的左半平面袁则有K20袁K30渊26冤为了提高系统数学模型的精确度袁分别采用电压和电流传感器实时监测支路负载袁即有Ra=va/ia袁Rb=vb/ib渊27冤根据以上分析袁 设计了的 CCM SIDO Boost 变换器系统的控制框图袁如图 3 所示遥 由图 3 可知袁通过采样变换器系统的各个变量袁采用式渊14冤实现系统的线性化与解耦袁得到一个一阶线性子系统和一个二阶线性子系统遥 再分别采用内模控制器和状态反馈控制器对解耦后的子系统进行控制遥 通过复合控制算法后袁 输出有效占空比 d1和 d2袁 最后驱动PWM 波发生器输出相应的 PWM 信号去控制开关管 Q1尧Qa和 Qb遥 由于 Qa和 Qb互补导通袁所以 Qb的PWM 信号由在 Qa输出端接一个反相器后生成遥+-+R渊s冤C渊s冤Y渊s冤G1渊s冤Gm渊s冤14第 4 期图 5Ra变化时系统仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of system when Ravaries渊a冤CMDM 电压控制渊b冤所提复合控制图 4Vin变化时系统仿真波形Fig.4 Simulation waveforms of system when Vinvaries渊a冤CMDM 电压控制渊b冤所提复合控制图 3CCM SIDO Boost 变换器的控制框图Fig.3 Control block diagram of CCM SIDOBoost converter吴家荣袁等院单电感双输出 Boost 变换器的复合控制方案4模拟仿真为了验证所提控制方案的控制性能袁 基于Matlab/Simulink 平台搭建了如图 3 所示的控制系统仿真模型袁 并与共模鄄差模 CMDM渊common鄄modeand differential鄄mode冤电压控制策略作比较遥变换器参数为院Vin=9 V袁Varef=6 V袁Vbref=11 V袁Ca=Cb=470 滋F袁fs=25 kHz袁Ra=48 赘袁Rb=40 赘袁L=100 滋H遥 综合系统的控制品质袁 控制参数取为院姿=4伊10-7袁K2=5伊1011袁K3=5伊105遥图 4 给出了 Vin分别在 0.12 s 由 9 V 突减至 7 V和 0.15 s 由 7 V 跃升至 9 V 的系统仿真波形遥从图 4中可以看出袁 两种控制策略均可将 va和 vb分别稳定于 6 V 和 11 V遥 当 Vin由 7 V 跃升至 9 V 时袁在CMDM 电压控制策略下袁va和 vb分别经过 19.94 ms和 2.87 ms 的调整时间恢复至各自参考值袁 其电压波动最大量分别为 3.76 V 和 3.06 V曰 而在所提控制方案下袁va和 vb分别经过 0.85 ms 和 0.85 ms 的调整时间进入平衡状态袁 电压波动最大量分别为1 mV 和 2 mV遥因此袁所提控制方案能更好地抑制输入电压扰动袁 具有更快的响应速度和更好的动态调节特性遥图 5 给出 Ra分别在 0.22 s 由 48 赘 跳变至 73 赘和 0.25 s 由 73 赘 跳变至 48 赘 的系统仿真波形遥+-ViniLQ1QaiavaQbibvb+-+-d1d2u1u2HrefVarefvaiLiaibvb单电感双输出 Boost 变换器PWM波发生器线性化与解耦内模控制器状态反馈控制器复合控制器0.200.150.100.050.40.30.20.10.110.120.130.140.150.160.17t/s1086Vin=9 VVin=7 VVin=9 V108641.86 V3.76 V26.77 ms19.94 ms15131191.15 V7.39 ms3.06 V2.87 ms125.2125.0124.8275.5275.0274.50.110.120.130.140.150.160.17t/s1086Vin=9 VVin=7 VVin=9 V6.016.005.991 mV1 mV11.0111.0010.990.85 ms5 mV2 mV6.56.05.528.76 ms0.50 V0.43 V29.15 ms12111024.65 ms23.45 ms0.51 V14010060Ra=48 赘Ra=73 赘Ra=48 赘2902802702600.210.220.230.240.250.260.28t/s0.276.16.05.911.111.010.9130Ra=48 赘Ra=73 赘Ra=48 赘2762752740.210.220.230.240.250.260.28t/s0.27120100800.51 V15电源学报第 21 卷图 7Vin变化时系统实验波形Fig.7 Experimental waveforms of system whenVinvaries图 6Rb变化时系统仿真波形Fig.6 Simulation waveforms of system when Rbvaries渊a冤CMDM 电压控制渊b冤所提复合控制由图 5 知袁两种控制策略均能控制 va和 vb分别稳定于各自参考值遥 当 Ra由 48 赘 跃升 73 赘时袁 在 CMDM 电压控制策略下袁va和 vb分别经过28.76 ms 和 24.65 ms 的恢复时间重新进入稳定状态袁 电压波动最大量分别为 0.50 V 和 0.51 V袁Ra的变化对输出支路 b 的交叉调节为 0.51 V曰而在本文所提控制方案下袁va和 vb几乎不受 Ra变化的影响遥 因此袁当输出支路 a 负载改变时袁所提控制方案有效缩短了系统的调整时间袁 减小了输出支路 a 对支路 b 的交叉调节遥图 6 给出了 Rb分别在 0.32 s 由 40 赘 跳变至70 赘 和 0.35 s 由 70 赘 突降至 40 赘 的系统仿真波形遥从图 6 可观察出袁当 Rb由 70 赘 降至 40 赘 时袁在CMDM 电压控制策略下袁va和 vb分别经过 29.87 ms和 27.69 ms 的调整时间恢复至平衡状态袁电压波动最大量分别为 0.62 V 和 0.89 V袁Rb的变化对输出支路 a 的交叉调节为 0.62 V曰而在本文所提控制方案下袁va和 vb几乎不受 Rb变化的影响袁电压波动最大量分别为 10 mV 和 20 mV袁Rb的变化对输出支路 a 的交叉调节为 10 mV遥由此可见袁当输出支路 b 负载跳变时袁本文所提控制方案使系统的动态响应速度得以提高袁输出支路间的交叉调节得以减小遥5实验验证为了进一步验证所提控制方案的有效性袁本文搭建了一台 SIDO Boost 变换器原理样机进行相关实验遥 所提控制算法在 DSP2812 开发板中实现袁采用场效应管 IRF840 和 TLP250 芯片分别作为开关管和门驱动芯片袁 采用 CHB鄄25NP 传感器和 CHV鄄25P 传感器分别作为电流和电压的采样器遥 实验所用系统参数和控制参数与仿真模拟参数保持一致遥图 7 给出了 Vin周期性变化时系统响应实验波形袁其跳变过程与仿真图 4 一致遥 从图 7 可看出袁va和 vb分别稳定于 6 V 和 11 V曰当 Vin由 9 V 突降至7 V 时袁va和 vb分别经过 50 ms 的调整时间恢复至平衡状态曰当 Vin由 7 V 突升至 9 V 时袁va和 vb均有一定的小波动过程袁但能及时调整至各自电压参考值袁维持两输出支路的电压稳定袁具有良好的动态调节性能遥图 8 给出了 Ra变化时系统响应实验波形袁其跳变过程与仿真图 5 一致遥 从图 8 可观测出袁当 Ra从48 赘 跳变至 73 赘 时袁ia由 125 mA 下降至 80 mA袁va和 vb均可稳定于 6 V 和 11 V袁电压变化量极小曰在 Ra从 73 赘 跳变至 48 赘 时袁ia由 80 mA 上升至125 mA袁va和 vb电压变化最大量分别为 50 mV 和0.2 V袁Ra的变化对输出支路 b 的交叉影响为 0.2 V袁但能快速调整至各自参考值袁调整时间极短遥126125124Rb=40 赘Rb=70 赘Rb=40 赘0.30.20.10.310.320.330.340.350.360.38t/s0.376.16.05.910 mV10 mV11.111.010.910 mV20 mV6.86.46.05.626.35 ms0.23 V0.62 V29.87 ms140130120Rb=40 赘Rb=70 赘Rb=40 赘0.30.20.10.310.320.330.340.350.360.38t/s0.3712111024.86 ms27.69 ms0.89 V0.86 VVinvavbt渊200 ms/格冤9 V7 V9 V16第 4 期图 8Ra变化时系统实验波形Fig.8 Experimental waveforms of system whenRavaries图 9Rb变化时系统实验波形Fig.9 Experimental waveforms of system whenRbvaries吴家荣袁等院单电感双输出 Boost 变换器的复合控制方案图 9 给出了 Rb变化时系统响应实验波形袁其跳变过程与图 6 一致遥 从图 9 中可看出袁在 Rb从 40 赘跳变至 70 赘 时袁ib由 275 mA 下降至 160 mA袁va和vb分别经过 10 ms 极短的恢复时间重新进入平衡状态曰 当 Rb从 70 赘 跳变至 40 赘 时袁ib由 160 mA上升至 275 mA袁va和 vb分别经 20 ms 和 45 ms 的调整时间稳定于参考值 6 V 和 11 V袁va电压变化最大量为 0.1 V袁Rb变化对输出支路 a 的交叉影响为0.1 V遥以上实验结果与仿真结果存在一定的小误差袁这可能是由于实验元器件和仿真元器件的电路参数存在差异等因素而造成20袁但均能保证输出支路电压的稳定性袁降低输出支路间的交叉影响遥6结语本文对 CCM SIDO Boost 变换器提出了一种复合控制方案袁重新构造了满足精确反馈线性化条件的输出函数袁实现了系统线性化和解耦袁得到了一个一阶线性子系统和一个二阶线性子系统袁进而分别设计内模控制器和状态反馈控制器袁并给出了系统稳定时控制参数的取值范围遥 控制器设计简单袁易于实现袁 便于在单电感多输出 DC鄄DC 变换器中推广应用遥 与共模鄄差模电压控制策略相比较袁本文所提控制方案具有更短的调整时间尧更快的响应速度和更小的交叉调节遥 实验结果进一步验证了所提控制方案具有良好的控制性能遥参考文献院1 Li X L,Dong Zheng,Tse C K,et al.Single鄄inductor multi鄄input multi鄄output dc鄄dc converter with high flexibility andsimple control J.IEEE Transactions on Power Electron鄄ics,2020,35渊12冤:13104鄄13114.2Zhang Hao,Jing Min,Liu Wei,et al.Multiple鄄harmonicmodeling and 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