双有源桥变换器优化控制与实验平台设计_蔡逢煌.pdf

对双有源桥(DAB)变换器的扩展移相调制与三重移相调制进行了理论分析，构建电流及标幺化传输功率表达式。建立了在三重移相调制控制下 DAB 变换器的标幺化电流应力表达式以及在扩展移相调制控制下的标幺化回流功率表达式，分别求解出标幺化电流应力及回流功率最小时各移相角的解，并设计优化控制方案。介绍了 DAB 变换器实验平台的开关管选型、磁性元件设计、辅助电路设计，采样控制电路设计、软件程序设计方法，并搭建出 DAB 变换器实验平台。最后，在实验平台中验证电流应力与回流功率优化方案的可行性。关键词:双有源桥变换器;移相调制;电流应力;回流功率中图分类号:TM 46文献标志码:A文章编号:1006 7167(2023)02 0041 07Optimal Control and Experimental Platform Designfor Dual-active-bridge ConvertersCAI Fenghuang1，XIE Hongbiao1，CHAI Qinqin1，2，WANG Wu1(1 School of Electrical Engineering and Automation，Fuzhou University，Fuzhou 350108，China;2 Fujian Key Laboratory of New Energy Equipment Testing(Putian University)，Putian 351100，Fujian，China)Abstract:The extended phase shift modulation and the triple phase shift modulation of the double active bridge(DAB)converter are analyzed theoretically to construct the current and normalized transfer power expressions The formulas forthe DAB converters normalized current stress under triple phase shift modulation control and the normalized return powerunder extended phase shift modulation control are constructed，and the solutions for each phase shift angle when thenormalized current stress and return power are minimum are solved，followed by the creation of an optimized controlscheme The DAB converter experimental platform is constructed，and the switching tube selection，magnetic componentdesign，auxiliary circuit design，sampling control circuit design，and software program design methodologies areintroduced Lastly，the experimental platform confirms the viability of the current stress and return power optimizationschemeKey words:dual active bridge converter;phase shift modulation;current stress;return power收稿日期:2022-07-29基金项目:福建省新能源发电与电能变换重点实验室开放基金资助(XNY202103)作者简介:蔡逢煌(1976 )，男，福建莆田人，博士，教授，主要研究方向为电力电子变换及其控制、智能控制算法、故障诊断。Tel:[phone];E-mail:caifenghuang fzu edu cn0引言随着国家碳中和目标的提出，以太阳能发电、风力发电为代表的新能源发电的规模日益增长，装机容量逐年上升1-3，电力电子技术作为新能源发电重要的技术支撑，对其科学实验探究越来越成为高校教学的重点4-5。双有源桥(Dual-Active-Bridge，DAB)变换器第 42 卷因其模块化的对称结构、较高的功率密度、零电压开关、双向能量传输以及较为简单的移相控制等固有优势，广泛应用于新能源领域6-7。对 DAB 变换器的研究主要集中在其优化方案上，以提高变换器在不同工况下的性能。DAB 变换器最基本的控制方案是单移相(Single-Phase-Shift，SPS)调制，SPS 只具有桥间移相角这一个控制量，控制方法较为简单8。当 DAB 变换器输入、输出电压不匹配或者工作在低功率段时，SPS调制会带来较大的电流应力及回流功率，导致变换器的效率下降。为解决 SPS 调制存在的问题，文献 9中提出了一种双重移相(Double-Phase-Shift，DPS)调制的电流应力优化方法，其具有桥间移相角和相等的原副边桥内移相角两个控制量，通过减小电流应力以提高 DAB变换器效率。文献 10中提出一种采用扩展移相(Extended-Phase-Shift，EPS)调制的电流应力优化方案，具有桥间移相角与原边桥内移相角两个控制量，实现 DAB 变换器最小的电流应力。三重移相(Triple-Phase-Shift，TPS)调制具有桥间移相角、原边桥内移相角、副边桥内移相角 3 个控制量，能够使 DAB 变换器具有更好的性能。文献 11 中在 TPS 调制下，提出一种虚拟功率电流应力优化控制，能够在中低功率段实现电流应力最小并且具有优秀的动态性能。文献 12 中以减小回流功率和电流应力为目标，采用 DPS调制，扩大了 DAB 变换器传输功率的调节范围，并增强了功率调节的灵活性。目前对于 DAB 变换器教学的探究多是在仿真平台的基础上开展，文献 13 中利用等效电路模型法对DAB 变换器建模，并利用 PISM 仿真软件进行分析;文献 7 中在 DPS 调制下提出了电流应力与回流功率优化方案，并在 MATLAB/Simulink 平台验证了其可行性与有效性，使学生对 DAB 变换器的优化控制有了更全面的认识。虽然仿真软件能够使学生比较全面地认识DAB 变换器的工作原理与特性，但是考虑到实物与仿真的差异性，仿真软件并不能够完全反映 DAB 变换器实物平台。本文在对 EPS 和 TPS 调制的不同工作模态进行理论分析后，在 TPS 调制基础上提出了电流应力优化方案，在 EPS 调制基础上提出了回流功率优化方案，并分别设计相对应的控制方案。提出了 DAB 变换器实验平台中开关管选型、磁性元件设计、辅助电路设计，采样控制电路设计、软件程序设计的方法，指导学生搭建出 DAB 变换器的实物平台，并在该平台上进行优化控制实验。1移相调制DAB 变换器的拓扑结构如图 1 所示。图中:U1、U2分别为输入、输出端口电压;C1、C2为输入输出支撑电容;S1 S4、Q1 Q4为全桥电路功率开关管;L 为等效串联电感;变压器匝比 n 1;Uab、Ucd为变压器两端电压。图 1双有源全桥变换器的拓扑结构1.1EPS 控制DAB 变换器工作在 EPS 调制下功率正向流动时，一个开关周期内各模态的工作原理与波形如图 2 所示。DAB 变换器在 EPS 调制下有模态 a 与模态 b 两种工作模态，其中 D1、D0分别为开关管 S1和 S4、S1和Q1之间的移相比，Ucd为 Ucd折算到原边的等效电压值;Ts、Th分别为一个和半个开关周期。(a)模态 a(0D1D01)(b)模态 b(0D0D11)图 2EPS 调制下各模态与工作原理与波形由于电感电流具有半波对称性，即 iLK(t)=iLK(t+Th)，通过电感的电压、电流微分方程可计算半个周期内的电感电流表达式，以模态 a 为例，电流表达式为:iLK(t0)=nU04fLK k(D1 1)2D0+1iLK(t1)=nU04fLK k(D1 1)2D0+2D1+1iLK(t2)=nU04fLK k(2D0 D1 1)+1iLK(t3)=nU04fLK k(1 D1)+2D0 1(1)式中:电压比 k=U1/(nU2);开关频率 f=1/Ts。DAB变换器的传输功率可以表示为P=1Tht4t0UabiLK(t)dt(2)24第 2 期蔡逢煌，等:双有源桥变换器优化控制与实验平台设计额定功率可以表示为PN=nU1U2/(8fLk)(3)将式(1)代入式(2)，并相对于式(3)进行标幺化处理，得到标幺化传输功率 Pa;同理可以求解出模态 b的标幺化功率表达式 Pb。EPS 调制下 2 个模态的标幺化功率可以表示为:pa=2(2D20 D21+2D0D1+2D0 D1)pb=2(D20 D1+2D0 2D0D1)(4)1.2TPS 控制DAB 变换器在 TPS 调制下功率正向流动时，一个开关周期内各模态的工作原理与波形，如图 3 所示。DAB 变换器在 TPS 调制下有 A、B、C、D、E、F 6 种工作模态，其中，D1、D2、D0分别为开关管S1和S4、Q1和(a)0D1D11，D1D0+D21(b)0D1D01，1D0+D21+D1(c)0D1D01，1+D1D0+D22(d)0D0D11，0D0+D2D1(e)0D0D11，D1D0+D21(f)0D0D11，1D0+D21+D1图 3TPS 调制下各模态的工作原理与波形Q4、S1和 Q1之间的移相比。TPS 调制下，同 EPS 调制构建电流与功率表达式的方法一致，模态 a 的电流表达式和标幺化功率表达式如下式所示:iLK(t0)=nUo4fLkk(1 D1)+2D0+D21iLK(t1)=nUo4fLk k(1 D1)+2D0+D22D1 1iLK(t2)=nUo4fLkk(1 D1+2D0)D2+1iLK(t3)=nUo4fLk k(1 D1+2D0+2D2)D2+1(5)pA=2(2D20+2D0D12D0D2+2D0D21+D1D2 D1 D22+D2)(6)同理求出 TPS 调制下其他模态的标幺化功率表达式，如表 1 所示。表 1TPS 调制下 DAB 变换器的标幺化传输功率模态标幺化传输功率A2(2D20+2D0D12D0D2+2D0 D21+D1D2 D1 D22+D2)B2(2D0D1 D20+D1D2 D1 D21 D2+1)C2(2D0D22D0+D223D2 D1D2+D1+2)D2(2D0 D12D0D1+D21+D2 D1D2)E2(2D0 D20 D1+D22D0D2+D1D2 D22)F2(1 D2 D1+D1D2)2DAB 变换器的优化方案2.1电流应力优化方案EPS 调制下的电流应力优化方案在 DAB 变换器处于低功率时性能较差14-15，因此，TPS 调制下的电流应力优化方案是一个更佳的选择。电流应力可以通过 TPS 调制下的电流表达式(5)的最大值获得:ip=max|iLK(t)|(7)同理可以求出其他模态的电流应力表达式，并根据iN=nUo/(8fLk)(8)给出的电流基准值，可以得到标幺化后的各模态电流应力，如表 2 所示。表 2TPS 调制下 DAB 变换器的标幺化电流应力模态标幺化电流应力 ipA、D、E2k(1 D1)+2D0+D21B、C、F2k(1 D1)D2+1将标幺化电流应力作为目标函数，标幺化传输功率及移相角关系作为约束条件，通过基因遗传算法34第 42 卷(GeneticAlgorithm，GA)求解各功率段 k=3 时的最小电流应力的变化趋势，发现模态 D 与模态 E 相较于其他模态工作范围覆盖全功率段的同时具有更小电流应力。因此对模态 D 与模态 E 的标幺化电流应力及功率模型建立 KKT(Karush-Kuhn-Tucker)目标函数，同时加入传输功率、移相角关系的等式及不等式约束限制条件，求解出电流应力最小时各移相角组合D0，D1，D2 的表达式11。得到各移相角的表达式为:D0=(k 2)(k2 2k+2)(1 p)2(k2 2k+2)+1/2D1=(k 1)(k2 2k+2)(1 p)k2 2k+2D2=0(2k 2)/k2 p 1D0=2p(k 1)2D1=1 2p(k 1)2k 2D2=1 k2p(k 1)2k 20 p (2k 2)/k2(9)采用直接功率控制的方法，利用 PI 控制器生成标幺化功率值，再由式(9)得出各个移相角的解。具体控制框图如图 4 所示。图 4电流应力优化方案控制框图2.2回流功率优化方案DAB 变换器工作过程中，当变压器原边电压 Uab与电感电流 iLK的相位相反时，会出现功率回流现象，图 2 中的蓝色阴影部分为 EPS 调制下的回流功率。根据电感电流的半波对称性，在半个周期内，模态 a 产生回流功率现象的时间段为 t1 t1，模态 b 产生回流功率现象的时间段为 t2 t2。在较少控制量的 EPS 调制下进行 DAB 变换器回流功率优化。根据回流功率 Q 的定义，可求得模态 a 和 b 的回流功率表达式:Qa=2TsU1i1i1iLK(t)dt=nU1U216fLK(k+1)k(D1 1)2D0+2D1+12Qb=2TsU1i2i2iLK(t)dt=nU1U216fLK(k+1)k(D1 1)2D0+2D1+12(10)将回流功率相对于额定功率 PN，得到标幺化回流功率:qa=12(k+1)k(D1 1)2D0+2D1+12qb=12(k+1)k(D1 1)2D0+2D1+12(11)可以看出，模态 a 与 b 具有相同的标幺化回流功率表达式。为求取回流功率最小时各移相角的解，同电流应力求解方法一致，通过对模态 a 与 b 的标幺化回流功率表达式建立 KKT 目标函数，同时加入传输功率、移相角关系的等式约束及不等式约束限制条件，求解出回流功率最小时各移相角组合 D0，D1的表达式，考虑到模态 a 与 b 的工作范围如图 5 所示，因此该回流功率优化方案适用于 1.141k 的情况。综上，EPS 控制下回流优化方案的移相角表达式为:D0=k 22p2(k 1)+12D1=1 p2(k 1)0 p 2(k 1)k2，1.141 kD0=12+k21 pk2+2k+2D1=(k+1)1 pk2+2k+22(k 1)k2 p 1，1.141 k(12)图 5模态 a 与模态 b 的工作区域44第 2 期蔡逢煌，等:双有源桥变换器优化控制与实验平台设计同样地，采用直接功率控制的方法，设计出回流功率优化方案的控制框图如图 6 所示。图 6回流功率优化方案中控制器框图3DAB 变换器的平台搭建DAB 变换器参数分别为:输入电压 U1=75 V，输出电压 U2=50 V，开关频率 fs=10 kHz，等效电感 L=125H，原边电容 C1=1 mF，副边电容 C2=470F，变压器原副边匝数比为 1 2，额定功率 PN=200 W。总体设计方案如图 7 所示，硬件部分主要为辅助电路、功率主电路、驱动电路、采样控制电路以及可编程直流输入源与电阻负载组成，软件部分主要以TMS320F28069 为主控的数字系统组成。图 7总体设计方案3.1开关管选型DAB 变换器输入电压为 75 V，输出电压为 50 V，考虑开关管处于硬开关状态时，存在反向电压尖峰，开关管实际承受的电压应力将超过 150 V。因此开关管的耐压值应当选择至少 1 倍的裕量。将输入、输出电压的值和变压器匝数比代入变压比公式，可得变压比k=2，考虑功率最大传输取 D2=0.5，并将 DAB 变换器的参数代入电感电流表达式(5)中，可得开关管最大导通电流为 20 A，因此功率开关管选择型号为IFP260MPBF 的 MOSFET，其主要参数为额定电压200 V，连续导通电流为 50A 25，35A 100，导通电阻 DS(on)=0.04，能够保证变换器可靠运行。3.2磁性元件设计(1)变压器磁芯型号选择。采用 AP 法选择磁芯型号，磁芯 AP 值应当满足:AP=AwAe=PN(1+1/)104BmfsKfKwJmax(13)式中:PN为额定功率，取值 500 W;为变换器效率，取值 90%;Bm为磁感应强度，取值 0.2T;fs为开关频率，设计为 10 kHz;Kf为波形系数，对于变压器而言，两端电压 Uab、Ucd均为方波，因此 Kf=4;Kw为窗口利用系数取值为 0.4;Jmax为电流密度，取值 300 A/cm2;将上述参数代入式(13)中可得 AP=10.99 cm4。因此选择铁氧体磁芯 EE55，其 AP=13.86 cm4，Aw=3.86cm2，Ae=3.54 cm2。(2)匝数计算。拟设计变压器的匝比为 2，变压器匝数应满足:Ns=U2BmfsAeKf(14)式中:Ns为副边绕组匝数，代入所选磁芯 Ae 等参数，可得副边匝数 Ns=35 匝，实际选取副边匝数 Ns=36匝，原边匝数 Np=18 匝。(3)导线选取。在电压比 k=2 时，电流应力与电流有效值通常存在两倍的关系，即 ip=2Irms1，以最坏情况进行设计，取电流应力 ip=20 A 可得原边绕组电流有效值 Irms1=10 A，副边绕组电流有效值 Irms2=5 A，则原边导线所需截面积为Irms1/Jmax=10/3=3.33 mm2(15)副边导线所需截面积为Irms2/Jmax=5/3=1.67 mm2(16)在选取导线时，线径应小于 2 倍的穿透深度，穿透深度由下式决定:=66 1/f(17)代入开关频率 f=10 kHz 可得 =0.661mm，因此原边选择 4 股 1 mm 铜线并绕，副边选择 2 股 1 mm 铜线并绕。窗口系数校验:Kw=4 18+2 36386=0.37(18)经计算，窗口系数 Kw=0.37 0.4，可知选取的导线线径与股数合理。等效串联电感 L 的磁芯设计与变压器设计相同，不再赘述。3.3辅助电路设计辅助电路需要满足以下要求:为采样控制电路提供3.3 V 与5 V 电源;为 DAB 变换器8 个开关管的驱动电路提供+15 V 和 10 V 的稳压电源。为了保证学生做实验时的安全，避免 DAB 变换器功率主电路开关管损坏时影响采样控制电路，采用独立式隔离驱动方式，需要 8 路隔离电源，因此基于隔离变压器设计了多路线性稳压电源。图 8 为开关管的驱动电路，首先通过隔离变压器54第 42 卷将 220 VAC 转换为 21 VAC，再利用整流芯片 DBS107以及电容将其整流为 DC 27 V，并采用24 V、15 V 稳压二极管产生+15 V、10 V 的驱动电源。当 PWM 信号驱动光耦 A3120 时，PWM 高电平 Q1导通，将驱动电压稳定在+15 V，PWM 低电平 Q13导通，将驱动电压稳定在 10 V。图 8驱动电路3.3 V 与5 V 电源如图9 所示，同样通过变压器及整流获得直流电压，并利用线性稳压器 AMS1117-3.3、AMS1117-5.0 获得 3.3 V 和 5 V 的稳压电源，供采样电路以及主控芯片使用。图 9芯片供电电源3.4采样控制电路设计直流电压采样电路如图 10 所示，其中 CN1 接口连接 DAB 变换器主电路的输入端或者输出端，ADCA2连接控制器芯片对应的 AD 引脚，由于 TMS320F28069最大采样电压为 3 3 V，因此需要通过在 CN1 接口与主电路的输入端或者输出端之间添加一个分压电阻s，以保障采样电路 ADCA2 端输出的电压 uo小于3 3V。考虑 DAB 变换器输入输出电压的一定超调，以采样的输入输出电压为 125 V 进行设计。假设 DAB 变换器主电路上的分压电阻为 s，图 10 所示的直流电压采样电路分压电阻由式(19)决定:uo=1s+61138+13uin(19)由于控制芯片28069 的 ADC 最大采样电压为3 3V，uo=3 3 V，uin=125 V，2=2 k，9=1 6 k，14=3 3 k，61=2 k 代入式(19)，经过计算可得 s=49 k。图 10直流电压采样电路3.5软件系统设计图 11 为主程序流程图，主控芯片上电后进行系统环境以及各外设模块配置，并将必要的变量初始化，防止初值错误导致的算法问题，开启中断后，只需等待中断自动触发即可。进入循环体中，刷新 OLED 显示屏，显示采样电压和前移相角大小等关键信息，并在下一次刷新时间到达时循环刷新 OLED 显示。图 11主程序流程图图 12 所示为 PWM 中断程序流程图。首先对采样的 AD 数据进行实际电压换算，增加一定的滑动窗口滤波，并将输出电压作为控制算法输入，根据图 4 和图 6 中新移相角 D0、D1、D2，对输出电压进行闭环控制。图 12PWM 中断程序流程图4实验平台4.1电流应力实验当输入电压为 75 V，输出电压为 50 V，DAB 变换器输出功率为 50W 时，SPS 调制与电流应力优化方案64第 2 期蔡逢煌，等:双有源桥变换器优化控制与实验平台设计的实验波形如图 13 所示。可以看出，在 SPS 调制控制时 DAB 变换器的电流应力高达10.8 A，而在电流应力优化方案下，电流应力下降到 5.3 A。电流应力优化方案在该实验平台上具有明显的优化效果。SPS电流应力优化方案图 13两种方案下电流应力实验波形4.2回流功率优化实验当输入电压为 75 V，输出电压为 50 V，DAB 变换器输出功率为 50W 时，SPS 调制与回流功率优化方案的实验波形如图 14 所示。在 SPS 调制控制时，DAB变换器具有比较大的回流功率如图中蓝色三角形部分，而回流功率优化方案的实验中回流功率下降为零。回流功率优化方案在该实验平台中也具有明显的优化效果。SPS回流功率优化图 14两种方案下回流功率实验波形5结语本文对 DAB 变换器的 EPS、TPS 进行了理论分析，构建了电流与标幺化功率表达式，在两种移相调制的基础上提出了电流应力优化方案与回流功率优化方案，并设计出控制方案。提出了 DAB 变换器实验平台的详细设计方法，搭建出实验平台并验证电流应力优化方案与回流功率优化方案的可行性。使学生对电力电子器件的理论分析以及动手能力都能得到较好提升。基于多课程融合的理论与实践教学，能够帮助学生建立学科学习的信心，激发对于学科学习的兴趣，取得更好的实践教学效果。参考文献(eferences):1Sandler S，Williams E，Hittinger E，et al The nonlinear shift torenewable microgrids:phase transitions in electricity systemsJInternationalJournalofEnergyesearch，2021，45(2):3016-30302张映红，路保平 世界能源趋势预测及能源技术革命特征分析 J 天然气工业，2015，35(10):1-103Ezzat M F，Dincer IEnergy and exergy analyses of a newgeothermal-solar energy based systemJSolar Energy，2016，134:95-1064陈怡，南余荣 引入启发创新模式的电力电子技术实验教学改革 J 实验技术与管理，2017，34(2):28-335朱琴跃，李大荃，徐璟然，等 面向电力电子电路故障诊断的拓展型教学案例探究J 实验室研究与探索，2021，40(4):97-1026孙志峰，肖岚，王勤 输出并联型双有源全桥变换器控制技术研究综述J 中国电机工程学报，2021，41(5):1811-18317张丽霞，王洋，杜银景，等 双向全桥 DC-DC 变换器优化策略的仿真分析J 实验技术与管理，2022，39(1):79-858Inoue S，Akagi H A bidirectional isolated DC-DC converter as acore circuit of the next-generation medium-voltage power conversionsystem J IEEE Transactions on Power Electronics，2007，22(2):535-5429Zhao B，Song Q，Liu W，et al Current-stress-optimized switchingstrategy of isolated bidirectional DC-DC converter with dual-phase-shift control J IEEE Transactions on Industrial Electronics，2013，60(10):4458-4467 10王武，雷文浩，蔡逢煌，等 结合电流应力优化的双有源全桥DC-DC 变换器自抗扰控制J 电工技术学报，2022，37(12):3073-3086 11蔡逢煌，石安邦，江加辉，等 结合电流应力优化与虚拟电压补偿的双有源桥 DC-DC 变换器三重移相优化控制J 电工技术学报，2022，37(10):2559-2571 12赵彪，于庆广，孙伟欣 双重移相控制的双向全桥 DC-DC 变换器及其功率回流特性分析 J 中国电机工程学报，2012，32(12):43-50 13史永胜，王雪丽，李娜，等 基于等效电路模型法双向全桥 LLC变换器建模J 实验室研究与探索，2017，36(10):49-53 14Li J，Luo Q M，Mou D，et al A hybrid five-variable modulationscheme for dual-active-bridge converter with minimal MS current J IEEE Transactions on Industrial Electronics，2022，69(1):336-346 15An F，Song W S，Yang K X，et al Optimised power control andbalance scheme for the output parallel dual-active-bridge DC-DCconverters in power electronic traction transformerJ IET PowerElectronics，2019，12(9):2295-230374