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新一代有源箝位控制器UCC2891系列
在有源箝位专利技朮到期之后，德州仪器公司又推出了新一代有源箝位控制器UCC2891～94，以全新的高压起动技朮，对应高边箝位，低边箝位给出四款控制器。下面我分析其特色及给出设计程序。它适于有源箝位的正激或反激变换器。是一款峰值电流型，固定频率，高性能的脉宽调制器。包含有对主功率及箝位MOSFET的驱动，易于调整主辅输出的延迟，其中UCC2891/93内含110V高压起动源，对通讯系统可以直接输入的电源起动，其它特点还有内部可调的斜波补偿，精密占空比限制，单电阻设置频率或外同步，精密的线路UVLO，大幅度减少外部元件。下面详细叙述。
UCC2891～94内部功能方框图如图1。

图1 UCC2891-94 内部功能方框电路
16 PIN端子功能如下：
1 PIN.RDEL
此端内部连接到一个大约2.5V的直流源。用电阻RDEL接到GND（端6），为UCC2891控制器设置两个开关的栅驱动信号的延迟。对OUT（PIN13）关断AUX(PIN14)开通，或AUX(PIN14)关断，OUT(PIN13)开通的转换时间都相等。延迟时间被定义如下：

延迟时间的正确的选择可参考有源位功率转换器的设计。
2 PIN RTON
此端内部连接到一个大约2.5V直流源。将电阻RON连接到GND(PIN6)，设置内部定时电容的充电电流。RTON端连同RTOFF端(PIN3)被用来设置工作频率和UCC2891系列的最大工作占空比。
3 PIN RTOFF
此端内部连接到一个大约2.5V的直流源。将电阻ROFF连接到GND，设置内部定时电容的放电电流。RTON和RTOFF端用来设置开关周期TSW和最大工作占空比DMAX，它们可用下面的公式计算：

4 PIN VREF
控制器的内部5V的偏置源接到此端。此内部偏置调整器需要一个高质量的陶瓷旁路电容CVREF与GND相连接，这样可以滤去噪声并且为调整器电路提供补偿。建议CVREF值为0.22μF。旁路电容的最小值为0.22μf，它受调整器的稳定性的限制，最大旁路电容值可达到大约22μf。
VREF在内部限流并可以提供大约5mA的电流供给外部电路。当发生欠压锁定（UVLO）时，使UCC2891X控制器工作时只有基准可用，关于欠压锁定电路的功能的详细描述参考功能描述部分。
5 PIN SYNC
此端为外时钟信号输入端，此时钟信号可用来将控制器UCC2891系列的内部振荡器同步。同步频率必须要比片上振荡器的自由运行频率高，TSYNC＜TSW。同步信号可以接受的最小脉宽为50ns（正极），并且它必须要比（1-DMAX）* TSYNC短，在这里DMAX由RON和ROFF决定。如果同步信号的脉宽保持在这些限制之内，最大的工作占空比仍象RON和ROFF的比率一样有效。在自由振荡和外同步模式工作时，DMAX相同。如果同步信号的脉宽超过（1-DMAX）*TSYNC，最大工作占空比将由同步脉管宽来决定。
6 PIN GND
此端为UCC2891内部所有小信号控制电路提供一个参照电平。
7 PIN CS
此端直接输入到PWM和控制器UCC2891系列的电流限制比较器。CS端从来都不可以直接连接到功率转换器的电流采样电阻RCS上。在电流采样电阻和CS端之间加入一个小型通用的RC滤波器，这对于调节片上斜率补偿电路的正常工作和保护连接到CS端的放晶体管都是必需的。
斜率补偿通过一个流出CS端线性增长的电流经RF来实现。斜率补偿电流只出现在转换器的主功率开关栅驱动信号的导通期间。CS端的内部下拉晶体管在定时电容放电期间被激活。间隔时间是（1-DMAX）* TSW 并表示主功率开关确保关断的时间。
8 PIN RSLOPE
此端与GND之间的电阻RSLOPE设置斜率补偿电流的幅度。在主功率栅驱动导能期间，RSLOPE上的电压代表内部定时电容的波形。随着定时电容开始充电，RSLOPE两端的电压也增大，引起电流波形的线性增长。为了斜率补偿而供给CS端的电流与流过RSLOPE的电流是成正比。
由于在RSLOPE端的高速交流电压波形，接到RSLOPE端的外部电路元件的寄生电容和电感应当适当地减小。
9 PIN FB
此端是UCC2891系列脉宽调制电压的输入端。一个外部误差放大器提供，它比较转换器的输出电压和基准电压，并且用一个电压调节回路来补偿。通常，误差放大器放在隔离功率转换器的次级处，并且输出电压通过一个光耦经隔离边界送过来。因此FB端通常由一个光耦来驱动。连接到VREF端一个外部上拉电阻作为反馈电路的一部分也要正常工作。
控制电压在内部被缓冲并且通过一个分压器接到PWM比较器上，它与电流检测电路的信号水平是兼容的。FB端的可用的电压范围从1.25V到4.5V。低于1.25V阈值的控制电压会导致零占空比，高于4.5V的控制电压会导致满占空比DMAX。
10 PIN SS/SD
连接于此端与GND之间的电容Css决定了功率转换器的软起动时间。软起动电容通过一个精密的内部直流电流源充电，此内部直流源由连接到2脚的RON电阻决定，软起动电流定义如下：

这个直流电流源给Css从0V到5V充电。由于在UCC2891系列控制器的内部，软起动电容的电压被缓冲，然后与FB端的控制电压信号一起进入一个或门。两个电压中较低的通过连接在FB端的分压器来形成控制器的PWM的引擎。据此，SS端有用的控制电压范围与FB端的控制电压范围相接近，在1.25V到4.5V之间。
11 PIN PGNG
此端作为所有UCC2891系列的内部大电流电路的专用连接端。控制器的大电流部分包括两个大电流栅驱动器和除了VREF之外的不同的偏置连接。当PGND和GND在内部被连接在一起时，也需要一个低阻抗的两个地端的外部连接。推荐给小电流的动作元件（RDEL,RON,ROFF,CVREF,CF,RSLOPE,CSS和前馈电路内的光耦的发射极）构成一个独立的地。此独立地应当与功率转换器的其它的地（PGND）有一个单独的连接，此连接应当在控制器的6端与11端之间。
12 PIN AUX
此端是辅助备开关的大电流栅驱动输出端，此辅助开关实现功率级有源箝位的工作。UCC2891和UCC2892的辅助输出端AUX作为箝制开关驱动P沟道场效应管，因此AUX端需要一个主动的低电平工作（当输出为低电平时开关为开通状态）。UCC2893和UCC2894控制器是N沟道辅助开关的最佳选择，因此该辅助开关提供传统的主动的高电平驱动信号。
13 PIN OUT
这个大电流输出驱动一个外部N道MOSFET。UCC2891内的每一个控制器都为转换器的主功率开关用高电平驱动信号。
由于这些输出（AUX,OUT）是的高速和大电流驱动源，连接到这些输出端的外部电路元件的寄生电感应当适当地最小化。在栅驱动电路中避免不必要的寄生电感的一个潜在的方法就是在非常接近于MOSFET栅的地方放置控制器IC，并且确保输出（AUX,OUT）和MOSFET的栅连接有较宽的线条的元件上。
14 PIN VDD
VDD是为IC电路内部大电流栅驱动器，内部5V偏置调整器和欠压锁定电路等几部分供电的总电源端。为了减少偏置源上的开关噪音，一个高质量的陶瓷电容CHF必须很近地放在VDD端和PGND端来提供足够的滤波。推荐CHF的值为1μf。但是它的值会受外部功率级的MOSFET的参数的影响。
此外对低阻抗高频率的滤波，控制器的偏置源需要一个有足够大的存贮能量的电容CBIAS用来并联于CHF。在开机期间，这个贮存能量的电容必须能提供使UCC2891运行的保持时间（包括栅驱动电源要求）。在正常工作时，控制器必须从辅助绕组供电，关断起动用的晶体管，或通过一个辅助偏置源来供电。在辅助偏置源供电的情况，能量的贮存是由该偏置源的输出电容提供的。
15 PIN LINE UV
UCC2891的独特的特性是只用一个端子就能实现这些功能。电源供应器的输入电压通过一个外部分压器（RIN1,RIN2）来定出欠压比较器的阈值电压1.27V。一旦超过线路监视的输入阈值，内部电流源就被连接到LINEUV端。此电流发生器由连接于的1端的电阻RDEL调整，实际电流值由下式给出：

由于电流经过分压器的RIN2，欠压锁定的窗口阈值是线性监视器电路的窗口并可以精密调节IHYST和RIN2的一个函数。
16 PIN VIN(只适用于UCC2891和UCC2893)
UCC2891和UCC2893有一个高压起动源，P沟道的JFET从供应转换器的输入电源启动开始工作，在这里输入电压不能超过起动晶体管的最大额定值110V，在这些应用中VIN端可直接连接到输入电源的正极。内部JFET启动晶体管为连接于VDD和PGND的贮能电容提供一个大约15mA的充电电流。注意，当VDD端上的电压超过13.5V时，起动部分立即被关断。控制器的欠压锁定的入口开通。当过大的栅驱动电流产生时，为保护IC不超出允许的功率损耗，JFET在器件正常工作后被禁止。
16 PIN LINEOV(只适用于UCC2892和UCC2894)
在UCC2892和UCC2894控制器中没有采用高压起动设备，16端有一个不同的功能。它用来监视输入电源电压，提供精确的过压保护功能。电路实现过压保护与欠压锁定功能监视输入电源的应用技朮相似。这允许实现一个精密阈值和只用一个端子的窗口比较器。电源供应器的输入电压检测值被限定为1.27V，通过外部分压器RIN3，RIN4的过压保护比较器的阈值也是1.27V。一旦超出线路监视器的输入电压阈值，内部电流源就会被连接到LINEOV端。电流发生器由连接于控制器的1端的电阻RDEL控制，实际电流值由下式给出：

随着此电流流入输入分压器的RIN4，过压保护的窗口阈值是线路监视电路的窗口可精密调节的IHYST和RIN4的函数。
详细功能描述如下
l JFET控制及UVLO
UCC2891和UCC2893控制器由高压JFET组成起动源，控制电路的稳态功耗还包括两个功率开关的栅驱动功耗。总功耗较大，超出器件散热能力，因此起动之后，JFET部分将关断，它还承担起动和待机状态的供电，相应地起动源只有UCC2891和UCC2893用于自身的起动。下面的时序图（图2）说明JFET起动电路的工作原理。
成
图2 JFET控制的起动和关断波形
在起动期间JFET导通并对连接在VDD端上的电容CBIAs和CHF充电。VDD端通过控制器的欠压锁定电路检测以确保在正常工作前合适的偏压。当VDD端电压达到13.5V（欠压锁定保护的导通阈值）时欠压锁定保护电路使控制器的其它部分工作。同时，JFET关断并且VREF端电压达到5V。栅驱动输出没有出现开关波形，直到正常工作的所有条件都满足。这些条件包括：
* 在VREF端有足够的电压（4.5V）
* CS端的电压要低于电流限制的阈值电压。
* 控制电压要高于零占空比的边界电压（VFB＞1.25V）。
* 输入电压在工作范围（VVON＜VVIN＜VVOFF）线路欠压或过压保护不能被激活。
随着控制器开始工作它从电容CBAIS上取得偏置电压，直到辅助绕组能供电。此时VDD端的电压迅速下降，JFET已经关断，但是自举电压仍然不能满足控制电路的功率消耗。在CBIAS上必须贮存足够的能量以防止偏置电压下降到欠压锁定保护电路的关断阈值。否则在稳态工作前电源供应器要经过若干个重新起动的周期。
在正常工作期间，偏置电压由自举偏置源设计给出。UCC289X系列能容许偏置电压从欠压锁定保护的关断阈值到14V变化。
在应用中电源供应器必须能响应外部命令而进入待机状态，控制器的偏置电压必须保持活跃，以便可以响应各种控制信号。在待机状态，开关行为要中止，在未界定周期，辅助绕组供电给控制器已不可能。如果没有一个替代的供电源，偏置电压将消失，并且控制器将开始一个重新起动时序。为了避免这种情况，只要栅驱动输出保持非激活状态，UCC289X控制器的片上JFET要能保持VDD偏置存在。如时序图所示，当VDD=10V时，JFET导通，并且电容CBIAS被充电到13.5V。此时JFET关断，VDD电压逐渐下降到10V，然后此过程被重复。当电源供应器再次使能后，控制器全偏并且准备开始它的软起动时序。只要栅驱动脉冲出现，JFET就关断，且必须由自举偏置电压发生器供电。
在功率降低期间状态是不同的，开关行为应当持续直到VDD偏置电压下降到低于控制器自身的UVLO关断阈值（大约8V）。此时UCC289X彻底关断它的5V偏置源，重新回到起动状态。此时JFET导通，电容CBIAS再次充电。在变换器输入电压重新建立时，UCC289X试图重新起动变换器。
l 线路欠压保护

图3 线路欠压关断保护波形
如图3所示，当输入电源电压因电源电压欠压保护关断时，因为辅助绕组还保持VDD偏置源电压。功率的开关就仍旧工作。随着电源的输入电压朝着关断电压逐渐地下降，到最低输入电压时，转换器的工作占空比达到最大，接近它的最大遁DMAX。在这种条件下，箝位电容上的电压值达到最大值，因为变压器必须在一个相对短的时间内复位。图2中的时序图给出当转换器停止开关时箝位电容的电压可能最大。因为箝位电容的唯一负载是功率变压器。当转换器关断时，箝位电容存留一段较长的时间。高压存在于箝位电容上时，软起动将很危险。由于主开关小的占空比和箝位开关的导通时间过长，会在软起动时引起功率变压器饱合。
在电源关断期间为了消除潜在的故障，UCC289X控制器安全地对箝位电容放电。如图4的时序图所示，欠压锁定电路通过使主开关的栅驱动停止工作来停止转换器的功率传输。当软起动电容Css缓慢地放电时，AUX输出端持续开关。注意，当随着箝位电压降低，AUX的脉宽逐渐变大，此时绝不能给变压器加高压，在时序电容的缓慢放电期间，变换器不能重新起动，即使输入电压满足起动条件也不行。
l 线路过压保护
当UCC2892和UCC2894控制器内的线路过压保护被触发时，栅驱动信号立即的消失，同时Css开始缓慢放电。当软起动电容正在放电时，栅驱动信号仍被禁止。一旦Css=0.5V且电源的输入过压现象消失，如图4所示，转换器的工作又以有规律的软起动重新开始。

图4 线路过压保护的顺序
l 脉冲跨越

图5 脉冲跨越式工作的波形
在输出负载电流瞬变时或轻载条件下，大多数PWM控制器必须能跳过到一些PWM脉冲。在有源箝位的拓朴中箝位开关同主开关时序互补，这会使箝位电压连续加到变压器上。因为工作条件需要跨过主转换器上的若干个开关周期，如果AUX输出端总处于导通状态则会使变压器饱合。为了解决这个问题，UCC2891系列为控制器中的两个输出都加入了脉冲跨越。从上图可以看出，当主脉冲因为反馈信号要求零占空比出现跨越时，在AUX输出端相应的输出脉冲也被略去。这种工作原理可以阻止功率变压器的反向饱合，以及在脉冲跨越工作时保持箝位电容的电压。（见图5）。

l 外同步工作
UCC2891系列有一个同步输入端，此同步输入端可用来使振荡器与恒定频率系统时钟同步。同步信号的频率必须要比自激振荡器的频率高，并且它能够同相或异相交替工作。振荡器工作在自由振荡或同步模式下相关的波形如图6所示。

图6 外同步工作时的波形
振荡器的最临界和独有的特点是限制转换器的最大工作占空比。这种限制用精确地控制片上定时电容的充放电时间来完成。OUT端的最大导通时间即有源箝位转换器的最大占空比由定时电容的充电时段决定。当定时电容回到它的起始电压时，OUT 端被关断。
当用上外同步时，信号的上升将终止充电周期，并开始定时电容的放电过程。一旦定时电容的电压达到提前规定的谷底，充电过程自动地重新开始。这种同步的方法使时序波形的充放电斜率都不受影响且保持转换器的最大占空比，与工作模式无关。
尽管这种同步电路是灵敏的，而实际的同步发生在波形的上升沿。这就允许同步脉冲宽度有效地改变，但是要在限制范围内改变。最小脉宽应当能保证内部振荡电路的可靠触发，因此最小脉宽应当大于50ns。当谐振频率的周期为TSYNC时，其它限制因素的脉宽要小于（1-DMAX）* TSYNC。
当一个脉宽大于（1-DMAX）*TSYNC的脉冲信号接到SYNC的输入端时，振荡器不能保持最大占空比，由初始设置的定时电阻RON、ROFF的比率决定。进一步，定时电容的波形有一个平坦段，在时序图中由垂直标识给出。在这个波形的平坦段，两个输出端都关断，这种状态与有源箝位功率转换器的工作原理是不一致的。因此，这种工作模式不被推荐。
注意：如果同步信号一直处于高电平，UCC289X的两个输出都关断。
l 应用信息
UCC2891系列提供一集成特色的装置和精确控制的有源箝位正激或反激式功率转换器。为了利用这些控制器所有的优点，下面的措施可以简化设计，并且避免设计过程中不必要的重复。参考图7中的元件名称设置。
在控制器的设计开始前，功率级的设计必须先完成。从功率级的设计开始，随后是完成控制器的工作参数的设置。
* 开关频率fsw。
* 最大工作占空比DMAX
* 软起动持续时间tss。
* 外部功率MOSFET所需的栅驱动功率Qg(main)，Qg(aux)。
* 稳态下的偏置方法和偏置电压（自举或偏置供应）
* 两个栅驱动导通延迟时间tDEL
* 开机输入电压阈值VON
* 当VIN(off)＜VIN(on)时的最小输入工作电压VOFF
* 最大输入工作电压VOVP
* 过压保护滞后电压VOVH
* 通过初级电流采样电阻折回的输出电感电流波形的下斜率（dVL/dt）

图7 UCC289X的典型设置电路
第一步：振荡器
振荡器的两个定时电阻可由下面的公式计算：

这里DMAX是在0与1之间取值。
第二步：软起动
一旦决定了RON，软起动电容的充电电流可由下式计算出来：

在软起动期间，Css端由电流Iss从0V充到5V。软起动电容上的电压的实际控制范围为1.25V到4.5V。因此软起动电容值必须有一个较小的变化范围，根据起动时间tss来计算：

注意tss决定了达到转换器的最大电流能力的时间间隔，并且tss不是使输出电压从0V到它的正常的调整电压值的斜波要求的时间。用开环起动方案不允许输出电压的上升时间有精确控制。此外，对Iss和Css的值，达到转换器的正常输出电压所需的时间是最大输出电流，输出电容和实际负载的函数。如果在转换器输出端实现紧密控制的上斜时间是关键的，就必须用一个闭环技朮来实现软起动。在规定的起动时间tss间隔内，电压调整回路的基准电压从0V到它的最终稳态值时闭环软起动可以用电压调整回路的误差放大器来实现。
第三步：VDD的旁路需要
首先，高频滤波电容的值基于MOSFET的栅充电参数来计算。跨过CHF的基本开关频率纹波保持在0.1V以下，它的值大约为：

需要贮存的能量由起动时间tss和开机（大约13.5V）关机（大约8V）阈值来决定。控制器监视14PINVDD的电压，初级侧控制电路的偏置电流消耗必须知道（IDD+IEXT）此功率消耗可由下式计算：

在起动期间此功率由CBIAS提供，同时CBIAS的电压必须保持在比欠压锁定保护的点断阈值高的状态。此关系可表示为：

重新整理此公式得出CBIAS的最小值为：

第四步：延迟调节
从功率级的设计所需的栅驱动信号的开启延迟时间（tDEL）已经决定。为实现此延迟，相应的RDEL的阻值由下式给出：

第五步：输入电压监视
输入电压监视功能由LIENUV端电压的两个表达式决定：

因为VON和VOFF由电源供应器的规格给定，VVON等于线路监视器的阈值1.27V，并且IHYST已经定义为：

所以两个未知的RIN1和RIN2现在完全可以计算出来了，解上面的两个方程式可得出输入分压器的两个公式：

用同样的方法可以得出UCC2892和UCC2894控制器的过压保护输入的分压元件的值。
第六步：电流检测和斜率补偿
UCC2891系列提供令使用者可调整的斜率补偿。斜率补偿的总是通过选择两个合适的外部电阻RF和RSLOPE来完成。
首先，电流检测滤波电阻RF必须在电流检测信号所要求的滤波的基础上计算出来。滤波器包括两个元件CF和RF，CF滤波电容接在CS端和GND端之间。CF的值可作为滤波器设计的首选，为了避免CS端上斜率补偿电流超出，CF应该昼量小。推荐滤波电容值的范围在50pf到270pf之间。滤波电阻的值可以通过滤波电容的值和所要求的滤波器角频率f F来计算：

当算出RF之后，RSLOPE也可以算出来。斜率补偿的总量由控制计算内部的峰值电流环的稳态条件来决定，且它由数值m来计量。当使用的补偿斜波的斜率等于由输出电感电流波形折回到初级侧检测电阻的下斜率时（dVL/dt），m等于1。m的最小值为0.5，以防止电流环的不稳定。最好的电流型特性可通过m = 1来实现。m值的进一步的增大会使控制环更接近成电压型控制的工作模式。
在UCC289X控制器中，斜率补偿由CS端的线性增长的电流源来实现。当此电流通过电流检测滤波器的电阻RF时，它可以变为一个斜率补偿的斜波，此斜率补偿斜波由它的（dVs/dt）来表示。斜率补偿电流的（dVs/dt）可根据下式通过RSLOPE来计算：

此处，2V是内部振荡波形的峰峰斜波的幅值，5是内部电流镜象的因子。补偿斜波（dvs/dt）的电压当量可通过与RF相乘而得到。在介绍了应用规范m和（dVs/dt）的值以后，关于RSLOPE的计算式可重新整理得到：

UCC2891系列控制器专用于在独立的电源供应器中控制电流模式有源箝位反激或正激转换器。有源箝位拓朴的关键优点是初级侧功率开关的零电压开关（ZVS）。这种工作模式降低了转换器的开关损耗，因此使提高开关频率更容易，或者当它工作在同样的频率时提高了效率。下面的简图说明了这些转换器的典型应用。
图8中所示的有源箝位反激变换器突出了用一N沟道MOSFET管作辅助箝制开关的高边箝位电路。
图9表示了用P沟道辅助开关的低边箝位的有源箝位正激转换器。
栅驱动的实现方法
两个拓朴都可用作高边或低边箝位的配置。根据箝位电路的选择，辅助开关的栅驱动要求是不同的。
一种高边N沟道箝位开关的接法是通过用高边栅驱动电路或通过一个栅驱动变压器来实现的。当使用变压器之后，必须特别注意由主功率开关的互补波形操作的箝制开关。因为转换器的工作占空比可以从0到DMAX变化，栅驱动变压器必须能够驱动有从1-DMAX到接近于1的任何一个占空比的辅助开关。
低边P沟道栅驱动电路包括一个电容和一个二极管组成的电平位移电路，它可以确保辅助开关的栅驱动幅度，与转换器的实际占空比无关。

图8 零电压开关的反激变换器电路

图9 P-MOS箝位的正激变换器电路

图10 高边的栅驱动电路 图11 低边的栅驱动电路
自举偏置电路
在稳态工作期间许多变换器用一个自举电路来产生它自身的偏置源。这种方法是用简单高效的电路来供电。通常偏置源用一个专用的辅助绕组由主变压器给出。用图12中的一个反激模式的辅助绕组为初级控制电路提供一个准调整的偏置电压。VDD端的电压等于变压器的输出和辅助绕组之间的匝比乘以输出电压。因为输出是稳压的，偏置源也基本稳定。
当相同的电路能被用于正激变换器时，脱离了主功率变压器的辅助绕组将不能够提供稳定电压。在正激转换器中，辅助绕组的电压等于输入电压乘以匝数比。相应偏置电压在高线输入时将超过控制电路的最大工作电压，如果功率损耗可以接受可用线性稳压器来限制和调整偏置电压。对正激转换器的另一个可能的解决方法是如图13所示的输出电感中产生一个偏置电压。这种解决方法用在自由运转期间通过输出电感的感应电压来为控制部分生成一个准调整的偏置源。

图12 从变压器中提供辅助电源 图13 从二次侧滤波电感中提供辅助电源
当正常工作时，这两种解决方法都能提供可靠的偏置源。注意在这两种情况下偏置电压和输出电压都是成正比的。当辅助绕组的电压不能保持在大于控制器的欠压锁定阈值电压时，自举偏置供应器的特性会使变换器工作在过载或短路条件的打呃模式下。
采用UCC2891的DC/DC样板电路如图14。

图14 UCC2892控制的100W DC/DC变换器电路

图1 CLOCK 时钟 TURN-ON DELAY 开启延迟 UVLO AND SOFT START UVLO及软启动
图2 POWER STAGE 功率级 Isolated Feedback 隔离反馈
图7 Bootstrap Bais 自举偏置 N-Channle Gate Drive N沟栅驱动
Synchronous Rectifier Control 同步整流控制
Secondry-side erro amplifier and Isolation 二次側误差放大器和隔离
图8 与图7相同.
图9 与图7相同,仅MOS为P沟.
图12 Bootstrap Bias 自举偏置 Synchronous Rectifier Control 同步整流控制