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小功率开关电源的经济效益提升方案

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2020年5月29日
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小功率开关电源的经济效益提升方案
(RCC电路的彻底解析)
在输出小于50W的小型开关电源系统中,当前在设计上有很多种,但RCC方式被运用的能够说是最多的。
RCC(即Ringing choke convertor)的简称,其名称已把基本动作都附在上面了。此电路也叫做自激式反激转换器。
RCC电路不需要外部时钟的控制,由开关变压器和开关管就能够产生振荡的原因,使线路的结构非常的简单,这样就致使成本低廉。因此能够用之中电路来做出地价格的电源供应器。而市场上的小型电源供应器也是采用RCC来设计的。RCC电路的主要优缺点如下:
1、电路结构简单,价格成本低。
2、自激式振荡,不需要设计辅助电源。
3、随着输出电压或电流的变化,启动后,频率周期变化很大。
4、转换的效率不高,不能做成大功率电源。
5、噪声主要集中在低频段。
RCC电路的基本工作过程
○基本为反激式变换器
图一 反激式电源的基本结构
图一为反激式电源的基本结构,由一个开关管和变压器组成,当开关管导通时,只在变压器储存能量,而在直流输出端没有功率的输出。按照图一,变压器的一次侧线圈用Lp来表示,在开关管Tr1 导通期间流过集电极电流Ic1,变压器的储能为:
P=1/2 [Lp(Ic1)2]
其次,当Tr1截止时,变压器的各线圈不但有逆向电压发生,输出侧整流二极管也导通,变压器所存储的能量则移到输出侧。也就是说Tr1在导通期间,变压器存储能量,在截止期间输出能量(电源)。又从变压器的原理可知,一次侧所流入的能量一定等于二次侧直流所输出的能量。
因此可得到以下公式:
1/2Lp*Ic12*f=Vo*Io
上式中  f为工作频率    Vo为输出直流电压     Io为输出电流。
○RCC的启动回路
图二为RCC方式的基本原理图,当加入输入电压Vin(电阻连接Tr1的基极),电流Ig流过RG,Tr1开始导通,此时Ig为启动电流。开关管Tr1的集电极电流Ic波形如图三,一般的,必须从0开始启动。Ib变得越小越好。

图二:RCC基本原理图

图三:开关管集电极Ic波形图
Tr1一旦进入导通状态,变压器P1绕组已经加上了Vin,因此P2绕组为按照各个的圈数比所形成的电压为:
Eb=(Nb/Np)Vin
这个电压更因在Tr1导通时,极性相同,因此Tr1在导通状态时能继续维持,此时基极电流Ib为:
Ib=[(Nb/Np)*Vin —(Vf+Vbe)] / Rb
像定电流般的继续流动。
其实,Tr1的集电极电流Ic=Vin*T/Lp,Ic随时间成比例增大。在Ton期间,Tr1呈饱和状态,hfe≥(Ic/Ib)(hfe:直流电流放大率。) 见图4所示。

图4:集电极电流Ic1波形

○选择基极电阻Rb的重要性
前面的工作说明是在输出电压稳定后的初期状态。此线路的开关管基极的驱动条件极为重要,例如:输入电压Vin上升,则Ib也增加,Ic同时跟着增加,也就是说Tr1导通时间增长。反之,若输入电压Vin下降,未达到必要的Ic,则Tr1不能导通,如此Tr1的直流电流放大率hfe也需要考虑,最低的输入电压由Ib流过的基极电阻Rb来决定。
如何决定P2 线圈的匝数?若开关管Tr1截止时,(如图5)开关管射极与基极间加上逆向电压,则使用的三极管的Veb(max)决不可超过以下条件:
Nb/Ns<Veb(max)/(vo+vf)
图5:Tr1截止时波形
Rb有电流流过,变成像图6的方波。
图6:RCC的脉动波形
求Rb所损失的功率PRB
             其中为开关管导通时间,T为开关振荡周期
在实际设计中,此PRB因为很大,不能被忽视,且是全体转换效率降低的最大因素。

○定电压工作的结构
经过一段时间后:侧输出电压上升,此时图2的C2的端电压也依输出电压Vo的比例上升,也就是说,Tr1在截止期间,所积的能量就放出。D3给C2的充电电流与IS同时流动,则P2线圈与S1线圈的电压与圈数比的关系如下:
  其中VF3,VF4为D3,D4的正向电压,当VC变化时,VO也跟着变化。
VC的端电压上升,稳压二极管D1导通,则Tr1的基极电流下降,加速Tr1的截止。
以电压的关系来看,D1的电压VZ为
VZ=VC+VBE
因此VZ与的比取决于输出电压Vo。
总之,这个稳定电压的精度直接受输出电压精度的影响,即用温度系数良好,5~6V的稳压二极管。只是变压器的各组线圈的电阻,使电压下降,或D1的工作电阻D3的正向电压VF的变化等因数的影响,实际上无法得到横高的精确度。
原来Tr1的逆偏压VEB也被涉及,实际上,也是由D1的其纳电压VZ来决定的。

○启动时,集电极电流的控制
在定电压动作期间,VC的端电压很小,Tr1的基极电流未被限制,即集电极电流由IB和hFE来决定。
其实开关管的hFE在制作时,差值很大,环境温度也会有很大的变化,因此,若没有任何的限制时,集电极电流会大大的流失。对线路本身,有很多的损害,为防止此原因,则增加Tr2,R1和RSC。也就是说Tr1的发射极电流增大,Tr1的基极电流下降,Tr1的导通时间件短,使输出电压下降,进行稳定化作用。总之,IE1的最大值不能超过RSC所决定的值。图8为此说明图例

图7基本的电流检测控制电流                       图8 设计实例

                             RCC振荡常数(频率)的解析
在这里,必须要了解RCC工作的振荡频率和占空比。
○占空比D:
如图9,依次绕线数NP的流出电流为
                             t=tON的最大值i1P而得到

二次回路的电流最大值i1P,依变压器的基本原理:

图9:RCC电路的电流波形
二次电流因i2P随率衰减,则瞬间值为i2

RCC方式的初期条件,当t=tOFF时,i2=0

以i1P式中的tON代入而求得tOFF:

因此上式成立
下面求占空比D:

此时e1=VIN-VCE(sat),e2=VO+VF 代入上式
    成为较实用的公式

○如何求振荡频率f:
由于一次侧与二次侧的电量相等的条件,
1/2L1*I1P*f=IO*e2
依此求得

由此演变,可求得振荡频率f,

由以上两个结论公式,RCC方式的工作就应该很明了了。
⑴占空比D与输入的电压成反比,VIN增大,D变小,也就是说
           tON变短
   tOFF不会变
⑵占空比不受负荷电流的影响。
⑶占空比随变压器一次侧电感量LP变大而增加,二次侧电感量LS的增大而减小。
⑷振荡频率f随输入电压VIN上升而上升,与负载电流成反比例而下降。
⑸振荡频率f随LP,LS成反比下降。
以上结果与实际结果非常一致。

变压器的设计

○求一次线圈NP匝数
变压器的设计方式,最先求一次线圈的圈数(匝数  T)
依RCC的设计方式,图10为铁心(磁体 CORE)的B-H曲线,±Bm之点为饱和点,此点的磁通密度称为饱和磁通密度。

图10 磁 B-H曲线                 图11 B-H曲线的温度特性          图12  Il的电流波形
一次绕组的求解公式如下:
                    tON:最大值为T/2       VIN:P1线圈的电压
                           B:磁体的磁通密度      A:磁体的有效截面积
若磁体的材质为ferrite 磁体,如图11,温度的变化,使最大的磁束磁通密度Bm产生变化,也就是说,依实际的工作条件的Bm特性求得,在100℃的Bm为3500~4000(Gauss 高斯),范围很小,大约用20~30%的值,去估计使用。若在过流状态下,tON会很大,磁体仍在此范围内,此过度状态是因磁体未达到饱和的缘故。

○电感值的计算:
当输入电压VIN最小的占空比用1/2法去设计时,Il像(图12般)的碎波,输出功率为PO,功率转换效率为η,一次侧电流的平均值为Il(ave),最大值为Ilp,

一次绕组的电感LP为

○其它线圈的计算
二次电流的峰值(peak) I2P,对于输出电流IO的关系如下:

二次绕组的电感量LS为:

如果这里tON=tOFF=2/T的条件,则2次绕组的圈数为:
下式中VF为二次整流二极管的正向压降,其中VS=VO+VF
    求解得 
开关管基极驱动绕组NP2的计算:
因Tr1的VEB条件:

以上各绕组匝数已经决定,输出侧因线路电压降(line drop)的发生,实际的圈数有必要比以上值稍多.

因实际磁导率的关系,必须加入气隙(Gap)
RCC方式的变压器,在求一次侧匝数时,磁通密度为必要的条件,即以上的计算方式,较电感的实际值,一般要大一些.在固定的输出功率下,振荡频率f太低的结果,会导致磁饱和.因此,当磁体的实际导磁下降时,电感值非减到必要值不可,用实际的EE、EI磁体,则像图13一样,插入气隙(Gap).
     图13  气隙的描述

气隙的求法如下:

这里要求的Lg为磁回路内合计的气隙的厚度,故中心孔(center Hole)与外部两地方,同时把距离(space)插入,也就是说气隙纸的厚度为Lg/2.
气隙纸的材质,只要是绝缘的物质就能够,这种纸,因温度的关系,厚度会改变,一般一Mylar纸或bakelite板来使用。(垫纸在低频时有可能出现噪声,稳定性也不是很理想。采用磨的方法比较好,可是磨的话在变压器工艺上会比垫纸困难。)

变压器绕线结构
变压器会因为线圈的绕线方式而在特性上有很大的差别,特别是一次绕组NP1和二次绕组NP2间的结合度,非注意不可。
结合度是一次绕组所发生的磁束,比起2次侧线圈来诱导时,没有被诱导的部分称为磁漏(leakage flux)(这句就是我们所说的漏感,即由于初、次级间,匝与匝之间,磁通不能完全偶合而出现的漏感。)
要使结合度上升,对于绕组的结构,有下列两点必须注意。
⑴     各绕组要绕满
圈数若少的话,只绕一半时,可将每圈都把间隔加大,或把线径减小,2~3条线一起绕也有效,如图14。

                 图14                                           图15
⑵如图15,三明治的多层分割绕法。
绕组的顺序为:最初从一次绕组NP1绕起,其次是2次绕组NS,普通最后由基本绕组完成。在此,则由一次绕组NP1再绕一次,与底层的NP1并列,再接在一起。
其它绕组:用NP1和NP、夹着之故,一次绕组及其它绕组间的结合度就回提高。

漏感电感的影响
变压器要完全100%偶合是不可能的,特别是RCC方式,因设有很大的气隙,漏感必然增加。如图16所示,T型等效回路的Le1,Le2的漏感就产生了。
图16
当一次与2次电流流动时,能量就开始积蓄,若其它的绕组未偶合的话,一次侧的能量就无法完全转移到2次侧,则变压器在Tr1截止的瞬间会发生很大的逆电压,与Tr1的集电极电压叠加在一起。

抑制逆电压的吸收(snabber)电路
图17
图17中,在NP1绕组两端,加入由二极管,电容构成的电路。
漏感 电感Le1积蓄的能量为P1,振荡频率为f,

Tr1在截止时发生的逆电压为puese,若在电容的直流电流,就被R抵消掉。
P1由上式公式来决定,电阻值增加,则电压就会生高。电阻值低,电压就会下降。但VC与2次绕组NS和输出电压VO有关。
反激电压Vf,

这样低的电阻值就会将损耗增大。
变压器的漏感或因输出功率所引起的积蓄能量而起变化,因此这里的电阻约为10-50K最合适。

滤波电容的决定方法
○纹波(ripple)电流为主要参数
RCC方式,设计时的重点在输出侧,滤波电容的纹波电流,2次侧在开关管截止期间流通,因电流波是三角波,因此纹波电流的实际值显的更大。
当电解电容因纹波电流的流通,由于内电阻而产生损耗,因此内部温度上升,此为电容寿命缩短的原因。
电解电容在最高温度使用时,顶多能保证 小时的寿命,当温度上升10℃,则寿命将减半。
受周围发热物的热度影响的同时,纹波电流本身发热的抑制工作非常重要。因此纹波电流的最大值必须加以规定。
高频用电容,因内电阻很低,因此case,sige比较大

表1                                                        图18
表1为电容器的纹波电流与case,sige的比较。

○纹波电流的大小
纹波电流的波形如图18,用直流bias得到的波形,也就是说:一个周期分成了3段期间,求实际值之后再合并计算。
有关其时间的推导如下:

第一期间,电流的瞬时值i1为:

从以上条件,第一期间的纹波电流Ir1,而求得以下公式。

其中
第二期,同第一期同样计算: (i2=i1)

第三期 (i3=IO)

三期的值的合并计算:

虽然计算过程繁杂,但并不难,最后若能把公式记起来,在实际设计上就足够了.
又tON=tOFF,占空比为0.5的条件,IP=4IO之故,若记得Ir=1.3IO的话,简单的电容的纹波就能够求得.
若在实际设计时,最好选比此值以上的容许纹波电流的电容,因一只电容不够时,可多接几个。

反馈时的定电压控制
实际上,广被应用的RCC方式的开关电源变换器直接监视输出电压,开关转换的频率或导通期间使定电压能控制在图形之内。
若不如此,光靠基本电路则电压的精确度就不好,造成很多电路不能动作。
稳压器(shunt regulator)的控制回路由可调稳压调整(programable shunt regulator)和光电偶合器(photo coupler)构成,例如TL431是3断的可调稳压调整器。如图19,内部有一个QP-AMP和基准电压Vref。

       图19                                                      图20

基准电压Vref≥2.7V之故,REF的端子电压变成Vref时,就产生电压工作。如图20所示,导出输出电压Vo为:
    因此   
实际在零件的容量也考虑时,插入可边电阻,就能够设定细微的电压,当输出电压Vo上升时,不但TL431的cathode电极(K)的电压低下,流国photo coupler PC1的发光二极管的电流就增大,如此,对应photo coupler的光敏三极管的Ic电流也增加,也会流过大量的集电极电流,因此截止开关管的Tr1的基极电流,Tr1的电流被分散,也就是Ib1就减小了。若Tr1的基极电流减少,则小集电极电流无法流过去,极短的导通时间后就变为截止。因此,要流入变压器的电流就减少,致使输出电压的降低。

光电偶合(photo coupler)的特性
Photo coupler就是使电压变化而来的信号,用线性(linear)方式传导,经过一段时间的变化,故意让电流传导特性劣化,直接与发光二极管连接的电阻非十分低不可。如图21表示,photo coupler的传导特性。
图21

对handing的考虑
对于因电压节制的返回系统来说,photo coupler的慢性回应(Trr)也包含在内,而发生相位延迟,定电压节制本体也是负返回节制,因为有180度的相位,更因重复有180度的相位延迟,使相位转回360度,使它振荡起来。
开关调整器称它为handing,绝对要抑制症状。
Handing是因为频率的相位延迟180度之故,在对策上如图22所示,能够施以用误差放大器TL431来做正相位补偿,其方法能够数KHZ以上的多余物不产生。
在此OP AMP的交流回归工作,在coathode和REF端子间加上与CR连接的东西,C为0.047~0.22uF,R为470Ω~10KΩ的范围当成基准。
对于间歇间的振荡也要注意,若输出电流减少时,类似handing 的间歇性振荡也会发生,如图23所示,在一段期间不但switching接着的一段时间则swithing完全停止的症状,照片2则是实际的波形例子。

图22                                图23                       照片2
这是因为switching transistor(开关管)的基极的驱动电流过大,使linear无法控制而发生,因此不使电流过多流失,像图24,在输出直接加入电阻,如它像平常一样的流动电流,这个电阻称为breeder电阻。(此值一般取满载的0.02左右电流做为计算)
图24

过流保护
要保护哪里的电流呢?
因为输出短路或过负载的异常现象,为防止电源内部零件的破损,不得不设置过电流保护。
在RCC方式时,目的在防止启动电流过大,一次绕组必须设计电流控制回路,像这种利用来过过流保护是很平常的。
不过输出电流与一次绕组的switching电流完全没有比例的关系,基本线路的电流控制特性为可保护瞬间的短路。短路电流是非常大的,除此之外,输出电压变化时,像图25般的工作也会产生。
当输入电压上升,则switching的频率就提高,对同样的输出功率,因很小的一次电流要使Reak值达到,电流控制的工作点就提高,而成为shift。

           图25                                                   图26
过电流保护特性的改进
这些问题的解决方法如图26的电路,过电流的检出可利用switching transistor的emitter电阻的压降,这里的波形因为是三角波,控制transistor的base接着0.1uF的电容。
从base线圈开始稳压二极管DZ和R,再经过C和R,按输入电压的比例的电流,去控制三极管Tr2的基极电流大小。当输入电压上升时,这个电流增加,使Tr2的基极产生正向偏压,而有小的switching电流,Tr2的驱动电流就被分散,极短的导通时间,三极管就被转换为截止状态,如照片3。
照片3
当过电流工作时,与输入电压同时,因基极线圈的逆电压也下降,控制Tr2的基极偏压也就变得很小,促使Tr2流动方向工作起来,这样的动作,就能够防止输出短路电流流量过大。
这个线路的计算非常繁杂,可参考图上的常数。

多组输出电源的实用设计实例
在此按输入输出规格,用实际的数值去计算,来试看线路的饿设计。
要求如下:
输入电压:85~110V
输出电压:+5V 5A    +12V 1A  -12V 0.3A

基本线路的参数(parameter)的计算
线路图如下:

输入整流的最小电压为:

这样来看,在输入为100V时,工作频率应该在20kHZ
占空为0.5来设计

计算输出功率:

假设效率为70%来计算,一次侧输入功率为:

因此,输入的平均电流I1为:

又因为占空为0.5,相关的开关电流的最大值I1P为I1的4倍得:

计算变压器:
按以上条件,来计算变压器的一次绕组NP1和电感LP1,
因为功率在58W,因此选择EI40变压器,查参数表Bm为4800(GAUSS),余量可充分见到磁通密度
△     B=2700(GAUSS),Ae=1.48cm2

LP1为

计算气隙:

磁芯磨0.33mm每边。

变压器2次侧的计算:
2次侧的圈数
+5V的圈数N5,当toff期间的电流为,I5P为:

电感值为:

圈数为:

求+12V圈数(与5V的比例来求)

输出电压实测在13V,这是因为+5V线路来比较,12V因此=11T左右就能够得到12V。

其次,-12V输出上有3端稳压,整流电压需要18V。

看余数应该在18T。

最后计算基本线圈NP2,以最低输入约6V的正向电流来计算。

下图为变压器的常数。
图28

回路常数的计算:
以上变压器参数的计算已经完毕,基本电阻RB的求得为:(即使在最低输入电压时,也有基本电流余量能够供应)设IB(min)=0.5A时

因此RB取6.8Ω,VRS为电流检测电阻0.47Ω的压降。

输出侧整流滤波电容纹波电流,以简易的1.3倍输出电流则求得:
Ir5=1.3*IO=6.5A
Ir5=1.3*IO=1.3A
Ir5=1.3*IO=0.39A
在大电流输出的时候,采用多个电容并联输出。

在制造时的特性:
以上设计以图27的线路为参考,并测定而成基础
照片4为图29的特性。
输出若为复数的回路时,并非能得到理想的波形,像图形d,+5V输出的电流波形被损坏,又开关三极管的特性为t=0.3us程度时,集电极损失约2.5W,全体的功率变换效率η,输入为57.5W时

以此方法得到的数值,想必是很好的结果。

以上为照片4

图29                                 图30
输出电压的定电压精度,并没有表示+5V电路完全变动,因为+12V没有完全反馈控制,使输出电流的小部分有少许不好,这种问题产生时,如图30,能够用2线检测的方法来补偿交叉调整性。可是+5V的电压精度的变化是必须去了解的。
输出纹波在15mV时,在实际应用上应该为障碍,由照片g能够观测出speak noise,若将消除common mode noise的电容接在金属外壳后,该有一半的Noise可被消除。