射频功率放大器.pptx

3.3 功率放大器电路的阻抗匹配网络3.3.1 阻抗匹配网络的基本要求n在射频功率放大器中，阻抗匹配网络是为了实现有效的能量传输，阻抗匹配网络介于功率放大器电路和负载之间，如图3.17所示。图中负载可以是天线网络，也可以是后级功放输入电路的输入阻抗。n在图3.18所示功率放大器的组成框图中，匹配网络的任务是将外接负载电阻转换成功率管所要求的最佳交流负载。匹配网络也会引入一定的损耗，传输效率为nT=PL/Pout100%图3.17 阻抗匹配网络的连接图3.18 功率放大器组成框图n对阻抗匹配网络的基本要求是n1)将负载阻抗变换为与功放电路的要求相匹配的负载阻抗，以保证射频功放电路能输出最大的功率。n2)能滤除不需要的各次谐波分量，以保证负载上能获得所需频率的射频功率。n3)网络的功率传输效率要尽可能高，即匹配网络的损耗要小。n常用的射频功率放大器匹配网络有L形、形和T形，有时也采用电感耦合匹配网络。根据匹配网络的性质，可将功率放大器分为非谐振功率放大器和谐振功率放大器。非谐振功率放大器匹配网络采用高频变压器、传输线变压器等非谐振系统，它的负载阻抗呈现纯电阻性质。而谐振功率放大器的匹配网络是一个谐振系统，它的负载阻抗呈现电抗性质。3.3.2 集总参数的匹配网络n1L形匹配网络nL形匹配网络的基本形式如图3.19所示。图中X1通常为电容元件，而X2则为电感元件。nRL到RS的精确匹配只能在特定的频率f0处实现，在特定频率f0处，L形匹配网络中各元件的关系如(3.3.2(3.3.4)所示。n这种匹配网络结构简单，但只适用于RSRL的情况。而且，当RS和RL给定以后，Qe值也就确定了，因此无法调整。图3.19 L形匹配网络的基本形式n2形匹配网络n形匹配网络如图320所示。串联支路XL为电感元件L，并联支路XC1、XC2为电容元件C。n在某一特定频率范围内，可得出形匹配网络的设计关系式如(3.3.5)(3.3.7)所示。n在工作频率较高时，必须将射频功率管的输出电容Cout考虑在匹配网络内。这时XC1内应包含Cout的容抗，计算C1值时也应减去Cout值。图3.20 形匹配网络n3T形匹配网络nT形匹配网络如图3.21所示，三个电抗元件接成“T”字形结构。nT形网络也可以看成两个L形网络串接组成，但分解时必须注意到这两个L形网络的串联支路和并联支路的电抗必须是异性的，如图3.22所示。分解成两个L形匹配网络串接以后，就可以用L形网络的分析方法推导出T形匹配网络的设计关系式。通过分析可得到T形匹配网络的设计关系式。图3.21 T形匹配网络图3.22 T形网络的分解n上述形和T形匹配网络都可以看成L形匹配网络的串接组合网络，这种L形网络既有阻抗变换作用，又有阻抗补偿特性，因此被广泛应用在射频功率放大器的匹配网络中。3.3.3传输线变压器匹配网络1传输线变压器结构与等效电路n传输线变压器是将传输线绕在磁环上构成的，传输线可以采用同轴电缆、带状传输线、双绞线或高强度的漆包线，磁心采用高频铁氧体磁环(MXO)或镍锌(NXO)。频率较高时，采用镍锌材料。磁环直径小的只有几毫米，大的有几十毫米，选择的磁环直径与功率大小有关，一个15W功率放大器需要采用直径为1020mm的磁环。传输线变压器的上限频率可高达几千兆赫，频率覆盖系数可以达到104。n一个11的倒相传输线变压器的结构示意图如图3.23所示，采用2根导线(12为一根导线，34为另一根导线)，内阻为RS的信号源uS连接在1和3始端，负载RL连接在2和4终端，引脚端2和3接地。图3.23 11倒相传输线变压器n传输线变压器的等效电路如图3.23b和图3.23c所示。图3.23b和图3.23c在电路连接上完全相同。作为传输线变压器，必须是2和3端或1和4端接地才行。由电源端13看进去的阻抗应该等于负载阻抗RL(等于传输线的特性阻抗ZC)，因为输出电压与输入电压反相，所以它相当于一个反相变压器。n传输线变压器在变压器模式工作时，主要作用是在输入端和输出端之间实现阻抗转换、平衡不平衡变换等。为了使输出电压倒相，2端必须接地（见图3.23b）。传输线变压器将传输线绕在磁心上，在12端有较大的感抗存在，信号源就不会被短路；同样，43端也有感抗存在，负载也不会被短路。如图3.23c所示，输入信号和负载分别加在其一次侧的12端和二次侧的34端绕组上。其中输入信号加在绕组上的电压为u，与传输线上的始端电压相同；通过电磁感应，在负载RL上产生的电压也为u，与传输线终端电压相同。n由此可见，传输线变压器可以实现信号的传输，并可实现信号倒相。n必须指出，传输线变压器是依靠传输线传送能量的一种宽带匹配元件，它的上限频率取决于传输线的长度及其终端匹配程度，下限频率取决于一次绕组的电感量。n211平衡不平衡变换器n采用传输线变压器原理，可制作宽频带平衡不平衡变换器，一个将平衡输入转换为不平衡输出的电路如图3.24a所示；一个将不平衡输入转换为平衡输出的电路如图3.24b所示，图中，两个绕组上的电压值均为u/2。n以图3.24b为例讨论其电压关系。该电路阻抗匹配的条件是RiZCRL，或写成ZC=Ri RL。根据传输线原理，若设u13u，则u24u13u。负载中点接地，所以uAD uDB u/2，u13u12 uAD，u12u13-uAD u/2，两绕组上电压相等，所以u34u12u/2。图3.24 11平衡不平衡变换器n314和41传输线变压器n传输线变压器也可以用来进行阻抗变换。由于传输线变压器的初、次级绕组的匝数是相同的，传输线变压器只能实现某些特定阻抗的变化，它不能像普通变压器那样，依靠改变一次、二次绕组的匝数比实现任何阻抗比的变换，只能通过改变线路的接法来实现一些特定的阻抗变换，常用的阻抗变换形式有14与41，19与91，以及116与161等。n一个14传输线变压器如图325a所示，它把负载阻抗降到原阻抗的1/4，以便和信号源匹配。图中，由于变压器的4端与1端相连，所以43两端的电压必然等于传输线的输入电压u，又由于传输线的终端24上的电压和输入端一样也是u，所以负载电阻两端即23端(接地端)的电压为2u，通过负载的电流为i，即i2unRL。另外当传输线从1端到2端有电流i通过时，传输线另一导体上必然有电流为i，即i2u/RL。当传输线从1端到2端有电流i通过时，传输线另一导体上必然有电流i从4端流向3端，因为4端与1端相连，这个电流相当于从1端到3端，结果信号源流入传输线输入端的总电流为2i。根据上述分析可得，传输线变压器的输入阻抗如(3.3.14)所示。n(3.3.14)式说明，该变压器把RL变换为RL/4，即输入端阻抗与负载阻抗之比为14，实现了14的阻抗变换。n14传输线的变压器形式等效电路如图3.25b所示。它相当于一个升压的自耦合变压器，当43端输入电压为u时，在21端感应的电压也为u，从而使2端对地具有2u的电压，这样保证了传输线两导线间的电压恒为u，使传输线正常工作。从阻抗变换的角度来看，它为12的自耦合变压器，所以阻抗变换关系为14。图3.25 14传输线变压器图图图图 5.8.3 5.8.3 4 4 传输线变压器传输线变压器传输线变压器传输线变压器n对于图3.25a所示的14传输线变压器，如果把输入端和输出端对调，就成为图3.26a所示的41传输线变压器，它把负载升高4倍，以便与信号源匹配。n由于传输线两根导线间的电压为u，两导线上的电流都为i，但方向相反，所以41阻抗变换传输线变压器的电压、电流如图3.26a所示。由图可知，加于RL两端的电压为uo，而流过RL的电流为2i，故存在uo=2iRL或i=uo/2RL，而传输线输入端的等效电阻为Ri=2ui，所以负载电阻经传输线变压器变换后，在变压器输入端的等效电阻如(3.3.16)所示。n要求传输线的特性阻抗如(3.3.17)所示。n41传输线变压器的变压器形式等效电路如图3.26b所示，它相当于一个降压的自耦变压器。当在14端作用有2u的电压时，在13端和24端都得到电压u，从而保证传输线两导体间的电压恒为u，使传输线正常工作。从阻抗变换角度来看，它是21的自耦变压器，所以阻抗变换关系为41。n此外，还有91、19、161、116等传输线变压器的结构形式。3.4 功率合成与分配3.4.1 功率合成器n如果单个射频有源器件输出的最大功率不能满足设计的要求，可以使用功率合成技术，把两个或者多个射频功率放大电路的输出信号同相相加，以提高射频输出功率。例如，每一个射频功率放大电路的最大输出功率为1W，如果把10个同样的放大电路并联起来，经过功率合成网络，就可以获得10W的射频功率输出。n有源器件直接并联使用时，对有源器件一致性的要求很高，直接把多个有源器件并联使用，会导致放大电路效率下降，稳定性变差(一个有源器件的损坏，可能导致整个放大电路不能使用)，而且输入和输出匹配网络的设计会更为困难。因此通常采用功率合成网络和功率分配网络来并联有源器件，实现输出功率的增加。n1单级功率合成放大电路n一个单级功率合成放大电路示意图如图327所示，输入功率Pi被平均分配到N个放大电路，放大电路的功率增益为Gi(i=1，2，N)，输入信号经过多路放大器放大后，再利用功率合成网络将射频功率相加输出。在功率合成网络中，需要特别注意的是功率合成时的相位，应保证为同相相加形式。如果在功率合成时相位不一致，将不能实现同相相加，会降低输出功率，并有可能损坏有源功率器件。图3.27 单级功率合成放大电路示意图n2多级功率合成放大电路n一个多级功率合成放大电路如图3.28所示，每两个放大电路输出的功率经过第一级功率合成网络相加在一起，每两个输出功率再经过第二级功率合成网络相加在一起，最后经过多级合成后，将相加的功率输出。图3.28 多级功率合成放大电路示意图n3基于3dB耦合器的功率合成电路n在平衡放大电路中使用的3dB耦合器可以作为功率合成网络，把两个端口输入的功率在一个端口输出，其电路原理图如图3.29所示。电路为上下对称的两部分，射频输入信号经过3dB耦合器分为两路，分别送入上、下两路放大电路进行放大，再送入3dB耦合器输出。图3.29 基于3dB耦合器的功率合成电路n4基于魔T形混合网络的功率合成电路n采用传输线变压器组成的混合网络具有频带宽、结构简单、损耗小的特点，因此称为魔T形混合网络。用它来实现功率合成或功率分配时，具有如下特点：n1)若有N个相同的功率放大器，每个功率放大器为匹配负载提供额定的功率P1，则N个负载上得到的总功率为NP1。n2)N个功率放大器彼此是隔离的。也就是说，当任何一个功率放大器损坏时，不影响其余放大器工作，各自仍向负载提供自己的额定功率。n3)当一个或数个功率放大器损坏时，负载上所得到的功率虽然下降，但下降要尽可能小。在最好的情况下，减少值等于损坏放大器数目M与额定功率P1的乘积，即MP1。n目前基于魔T形混合网络的功率合成电路已得到广泛应用，并能获得几百瓦至上千瓦的高频输出功率。显然，实现理想功率合成的关键是魔T形混合网络。n魔T形混合网络有四个端点，分别是A端、B端、C端(S端)和D端(端)，将两个同频信号分别加到AB端，可在C端(或D端)获得倍增的输出功率，称为功率合成。功率合成分为同相功率合成(或称零相合成)和反相功率合成(或称相合成)。n一个用41或14传输线变压器构成的混合网络如图3.30所示，图3.30a为反相功率合成电路，图中Tr1为魔T形混合网络，Tr2为11平衡不平衡变换器。两个等值反相的同频信号分别加在AB端，在D端合成功率，C端无输出，称为反相功率合成。图3.30 41魔T形混合网络功率合成电路n采用如图3.31所示两个11传输线变压器的混合网络构成的魔T形网络，同样可以完成功率的合成。n图3.31 11传输线变压器构成魔T形网络3.4.2 功率分配器n在射频微波电路中，为了将功率按一定的比例分成两路或多路，需要使用功率分配器(简称功分器)。功率分配器在射频微波大功率固态发射源的功率放大器中广泛地使用，而且功率分配器常是成对使用，先将功率分成若干份，然后分别放大，再合成输出。n一个一分为二的功率分配器是三端口网络结构，如图3.32所示。信号输入端的功率为P1，而其他两个输出端口的功率分别为P2和P3。由能量守恒定律可知，P1P2P3。图3.32 功率分配器示意图n在实际电路中，最常用的情况是P2(dBm)P3(dBm)，如果P2(dBm)P3(dBm)，三端口之间的功率关系可写成nP2(dBm)P3(dBm)Pin(dBm)-3dB (3.4.9)n但P2并不一定要等于P3。因此，功率分配器可分为等分型(P2P3)和比例型(P2kP3)两种类型。n功率分配器的技术指标包括频率范围、承受功率、主路到支路的分配损耗、输入输出间的插入损耗、支路端口间的隔离度、每个端口的电压驻波比等。n(1)等分型功率分配器n等分型功率分配器根据电路使用元件的不同，可分为电阻式和LC式两种形式。n1）电阻式n电阻式等分型功率分配器电路仅利用电阻设计，按结构可分成形和Y形，如图3.33a和图3.33b所示。n在图3.33中，Z0是电路特性阻抗，在高频电路中，不同的使用频段，电路中的特性阻抗是不相同的，这里以50为例。这种电路的优点是频宽大、布线面积小、设计简单；缺点是功率衰减较大(6dB)。图3.33 形和Y形电阻式功率分配器n2）LC式nLC式集总参数功率分配器电路利用电感及电容进行设计。按结构可分成高通型和低通型，如图3.35a和图3.35b所示。下面分别给出其设计公式。n低通型LC式集总参数功率分配器的设计公式为(3.4.11)。n高通型LC式集总参数功率分配器的设计公式为(3.4.12)。图3.35 LC式集总参数功率分配器n(2)比例型功率分配器n比例型功率分配器的两个输出口的功率不相等。假定一个支路端口与主路端口的功率比为k，可按照下面公式(3.4.13)设计图3.35a所示低通型LC式集总参数比例功率分配器。n其他形式的比例型功率分配器可用类似的方法进行设计。n(3)集总参数功率分配器的设计方法n集总参数功率分配器的设计需要计算出各个电感、电容或电阻的值。设计时可以使用现成软件Microwave Office或Mathcad，也可以查手册或手工解析计算。n2基于魔T形混合网络的功率分配器电路n将输入功率加到魔T形混合网络的C端(或D端),在A、B端的负载上可得到等值同相(或等值反相)的功率，称为功率分配。n一个以41传输线魔T形网络构成的功率分配器电路如图3.36所示。若内阻为RC的信号源接在D端，可在A、B端得到等值反相的功率，实现了反相功率分配，如图3.36a所示。当RARBR时，ic2i0，iaibid。可见A端和B端获得等值反相功率，而C端没有获得功率。这时，由于i0，D端呈现的等效负载电阻RL为RA和RB之和，即nRL=RA+RB=2R (3.4.14)图3.36 基于魔T形网络的功率分配器电路n基于魔T形网络的二分配器电路是基础，可以组成各高次分配器，例如三分配器、四分配器、六分配器、八分配器、九分配器等。一般常用的是二、三、四分配器。因为分配次数过大，分配单元的平衡和插入损耗将明显增加。一个三分配器和四分配器的电路形式如图3.37所示。图3.37a所示为三分配器，也是基本分配器。将Tr2、Tr3魔T形混合网络的端连接起来，并为一个负载端，因此在每个负载上可获得信号源功率的三分之一。图3.37b所示为四分配器，由三个二分配器连接而成，每个负载上可获得信号源功率的四分之一。图中R*1、R*2、R*3是平衡电阻，在实际调测中选配，以保证分配器达到最佳匹配状态。图3.37 三分配和四分配功率分配器电路n3分布参数功率分配器n分布参数功率分配器的基本结构是Wilkinson(威尔金森)功率分配器。这种功率分配器的原始模型是同轴形式。工程中大量使用的是微带线形式，其他分布参数功率分配器是带状线、波导、同轴结构形式。在大功率情况下会用到空气带状线或空气同轴线形式。空气带状线是大功率微波频率低端常用结构，原理与微带线威尔金森功率分配器相同，只是每段传输线的特性阻抗的实现要用到带状线计算公式(承受大功率就是要加大各个结构尺寸)。微波高端常用到波导T形接头或魔T结构。同轴结构加工困难，应尽可能少用。功率分配器合成器有两路和多路或三路情况。3.5 功率放大器的线性化技术n在一些通信系统中，需要使用线性功率放大器，如采用QPSK和4QPSK调制技术的系统，需要使用线性功率放大器来使频谱再生达到最小。在多载波系统中，比如基站发射机、有线电视发射机和正交频分复用(OFDM)电路中，要同时处理多个频道的功率放大器，为避免交叉调制，也要求是线性的。n大多数的线性功率放大器都使用了效率在3040的A类输出电路。为了得到更高的效率，可以先使用非线性功率放大器进行放大，再对电路进行线性化处理。理想情况下，这种方法可以使整体的失真达到可以接受的程度，而不会很明显地降低效率。n本节描述的线性化技术已在一些复杂、昂贵的射频和微波系统中应用。但是在低成本的便携式终端系统中，线性化技术一般会使设计变得复杂，电路还需要进行多种调整，而且当器件特性随温度和输出功率变化时，这种方法会变得不那么有效。n很多线性化方法还有一个重要的缺点是，它们需要功率放大器的核心部分具有一定的线性度，如果输出管工作为一个理想开关，这些方法就没有效果了。另外，每种技术只适用于某种类型的放大器。3.5.1 前馈线性化技术n非线性功率放大器产生的输出电压波形，可以看成是一个线性“复制”(放大)的输入信号和一个误差信号的和。前馈线性化的设计思想是，利用前馈网络计算这个误差，对其进行适当的放大或缩小，n再从输出波形中扣除。一个前馈放大器的基本形式如图3.38所示，其中主功率放大器的输出为uM，而uN为uM的1/Au。uN减去输入信号，所得结果再放大Au倍，再被uM减去。如果uM AuuinuD，其中uD代表失真量，那么uN uinuD/Au，由此得到up=uD/Au，uQ uD，因此uout Auuin。图3.38 前馈放大器的基本形式n前馈结构的优点是：即使带宽是有限的，而且在每个电路模块都有大的相移时，它仍然是稳定的。这一点在射频和微波电路中显得尤为重要。n前馈结构的缺点是：模拟延时器件需要使用无源器件(例如微带线)，并且对2的功率损耗有很高的要求。输出部分的减法器必须利用低损耗元件实现，例如高频变压器。线性化的量取决于每个减法器的输入信号的功率和相位匹配。在误差修正回路中的相位和增益失配，也会进一步降低电路的性能。n在实际电路中，两个放大器在高频时会产生较大的相移，为补偿相移，需要进行延迟处理。如图3.39所示，其中1用于补偿主功率放大器的相移，2用于补偿误差放大器的相移。有时候称从uin到第一个减法器的两个通路为信号抵消回路，称从M和P节点到第二个减法器的两个通路为误差抵消回路。图3.39 基本的前馈环方框图n在图3.39所示电路中，未失真的抽样输入信号经延迟后与经主放大器放大的信号经过适当衰减耦合后，在0180合成器中比较。如果主放大器无增益和相位失真，合成器产生零输出。若主放大器有任何增益和相位失真、压缩或AMPM效应，合成器输出端就会有小的RF误差信号输入到误差放大器，放大到输出抽样信号的电平，主信号经延迟并补偿误差放大器的延迟后，与误差放大器的输出合成校准后输出。n必须强调，相位与振幅的校准加或减，全都在RF下进行，而不是在视频或基带进行。换句话说，校准在最终带宽内进行。最终带宽由系统各种元件的相位、振幅的跟踪特性决定。3.5.2 反馈技术n局部反馈与全局反馈技术不能简单地用于射频功率放大器。在射频领域，要实现真正的负反馈是很不容易的。在经典的反馈技术中，假设反馈过程是瞬时发生的，在输出电压uO与产生的输入电压之间无时间延迟。这种假设在很高的射频频率范围内是不成立的。n相对射频信号周期而言，放大器(射频晶体管或射频功率模块)会在信号途径中引入大的时间延迟。在晶体管器件模型中的跨导可延迟几个皮秒，输入与输出匹配网络组合，使射频放大器系统像一个带通滤波器，产生的群延迟可达一个以上射频周期量级。例如图3.40所示的单级1W功率放大器的相频特性，它的相频斜率近似等于26.7cm长的传输线，时域约为2个导波波长传输线的相频斜率。这样的一个相频特性会给反馈设计带来很多困难。图3.40 一个单级1W功率放大器的相频特性n一个利用混频器下变频的反馈放大器如图3.41所示，在这个环路中，基带信号或者IF信号通过上变频后，由功率放大器放大，使uPA成为uin的“复制”。但在射频范围，通过混频器和功率放大器的总的相移通常都超过180。如果对功率放大器的输出进行下变频，得到的信号就可以与负反馈回路中的原低频信号进行比较。因此为了确保电路的稳定性，一个额外相位被叠加到其中一个本振(LO)信号中。图3.41 利用混频器下变频的反馈放大器n一个基本的笛卡儿环原理方框图如图3.42所示。I、Q输入信号通过差动校准放大器后进入I、Q调制器，构成实际的射频信号u(t)，这里u(t)=I(t)cosct+Q(t)sinctn式中，c是射频载波角频率。n信号u(t)送入射频功率放大器放大，射频功率放大器的输出会产生一些失真，输出信号通过定向耦合器，一部分被耦合出来进入下变频器。下变频器(IQ调制器)的结构、性能与上变频器(IQ调制器)完全相同。利用下变频器检取I、Q信号的失真信号，然后直接与未失真的输入基带信号相比较。调节输入差动放大器的增益，强迫输出信号跟踪原来的I、Q信号。跟踪精确度与放大器电路的增益与带宽、下变频解调器的线性度等有关。图3.42 笛卡儿环线性化系统框图n采用笛卡儿环，在两条正交信道处理途径上，增益和带宽具有对称性，这将减小处理过程中的AMAM和AMPM失真。笛卡儿环线性度可提高45dB左右。但带宽和稳定性仍限制了它处理多载波信号的能力。n采用笛卡儿环也可以实现数学线性化处理，I、Q信号采用DSP等芯片产生，可以利用数字电路对基带信号进行比较和校准。n一个简单的包络反馈系统如图3.43所示，输入和输出端都连接有定向耦合器，通过峰值检波器检波后送入差动放大器，形成一个振幅误差校准信号进行增益控制。假设放大器没有进入饱和状态，这样的一个反馈环强迫输出包络“复制”输入包络，改善系统的频谱特性。这种简单的包络反馈主要用于移动通信的VHF和UHF频段固态功率放大器中，可得到几分贝的IM(互调)性能改善。这种简单的振幅校准并不能增加器件内在的饱和功率，包络摆动进入压缩区，效果将显著下降。在低驱动功率电平时，差动放大器的增益很高，会引起系统带宽与稳定性问题。事实上，应用该技术时必须注意，使用这个技术可较好地减小IM产物，但不能校准AMPM失真。间接反馈技术基本上不能用于多载波系统。图3.43 简单的包络反馈系统3.5.3 包络消除及恢复技术n任意一个带通信号可以表示为u(t)acosct(t)，即可以通过包络a(t)和相位(t)来表示。n因此，可以先将u(t)分解为包络信号和调相信号，再分别进行放大，最后再进行混合。n一个包络的消除和恢复(ERR)电路方框图如图344所示。输入信号通过包络检测器(比如采用二极管检波器)和限幅电路，产生包络a(t)和调相分量b(t)b0cosct(t)。这两个信号在开关型功率放大器中进行放大和混合。图3.44 包络的消除和恢复(ERR)电路方框图n包络的消除和恢复(ERR)电路的主要优点是采用开关型功率放大器，因而可以设计出效率最大的输出电路。但ERR要求两个通路的总相移与增益间的失配必须降低到可以接受的水平，而这是很难的，因为两个通路的电路形式不同，工作的频率也相去甚远。其次，限幅电路中的有源部分(如差分对)在高频时会产生显著的调幅到调相的转换。3.5.4 预失真线性化技术n在开环线性化技术中，预失真技术是最常用的方法之一。在信号源与功率放大器输入之间，可以增加一个预失真器，以实现功率放大器的线性化处理。预失真器主要用来进行AMPM校准，特别是用在行波管(TWT)放大器中。在移动或手持系统中的功率放大器，已采用了预失真线性化技术，仅用少量的几个元件可以使IM产物降低几分贝。采用预失真技术的成本低，预失真技术最好在闭环校准系统中作为一种补充手段。n一个具有预失真线性化器的功率放大器方框图如图3.45所示，其特性如图3.46所示，预失真线性化器对射频输入信号提供正的幅度和负的相移，来补偿放大器有源器件内在的非线性。一个线性化功率放大器一般包含有为了使之稳定工作的两个隔离器和一个用于调整输入信号电平的衰减器。图3.45 具有预失真线性化器的功率放大器方框图图3.46 具有预失真线性化器的功率放大器特性图3.47 具有输入功率分配的功率放大器方框图n为得到预失真技术的校准精度，需精确测量PA的非线性特性，记忆并对输入信号包络进行合适的补偿。一个预失真改进型补偿查表法的处理流程如图3.48所示。校准矩阵是基于包络仿真的关键，它包含矢量(振幅和相位失真)，n可由标量(振幅)寻址。在合适的信号动态范围内，每个标量寻址指定惟一的相位和振幅校准值。可采用DSP芯片实现。n一个数字自适应预失真系统如图3.49所示，它实际上是一个闭环校准系统，是笛卡儿环的变形。正常工作是在开环预失真状态，对每个采样包络查表，提供预编程的IQ输出对，IQ输出对中包含补偿当前PA信号非线性的相位和振幅校准。系统有脱机的自适应模式，类似于闭环的笛卡儿校准环。图3.48 使用查表法的预失真系统图3.49 数字自适应预失真系统3.5.5 采用非线性元件的线性放大n功率放大器系统中，避免幅度发生变化的一个方法是，用非线性元件进行线性放大(linear amplification with nonlinear components，LINC)。一个LINC电路如图3.50所示，输入信号(带通信号形式)nuin(t)通过信号分离器分离为u1(t)和u2(t)，u1(t)和u2(t)为两个常幅度调相信号。u1(t)和u2(t)由uin(t)产生，通过非线性电路放大后进行叠加，输出信号就具有与uin(t)相同的包络和相位。n由uin(t)产生u1(t)和u2(t)需要很复杂的电路，主要是因为它们的相位必须通过对(t)调制得到，而(t)本身是a(t)的非线性函数。可以采用非线性频率转换的反馈回路来实现，但存在的环路稳定性问题限制了它的应用。图3.50 采用非线性电路级的线性放大n实际上，实现完整的LINC功率放大器是十分困难的，系统对于两个功率放大器的支路之间不同的电长度引起的相位误差是敏感的。在LINC功率放大器结构方框图中，可以插入反馈环来补偿相位误差，如图3.51所示。两个支路之间的相位差由一个乘法器检测，然后一个分路加或减一个相位增量，实现相位控制。这种方法也可有效地抑制带外频谱分量。图3.51 具有相位误差补偿环的LINC功率放大器3.6 射频功率放大器电路实例3.6.1 1.0GHz、60W宽带射频功率放大器电路nMRF184是一个线性N沟道宽带射频功率MOSFET，电源电压为28V，输出功率为60W，功率增益为115dB，效率为53%，VSWR为51(28Vdc，945MHz，60W，CW)。MRF184构成的10GHz、60W宽带射频功率放大器电路如图3.52所示。n图中，印制电路板材料采用1/32玻璃聚四氟乙烯(Glass Teflon)，r2.55，ARLON-GX-0300-55-22；TL1TL4为微带线(Microstrip Line)，尺寸和形状见印制电路板图；B1为射频短路磁珠；电感线圈L1采用20A WG IDIA 0126导线绕5圈。电路输入功率、输出功率、功率增益、VSWR等参数的关系如图3.53所示。图3.52 MRF184构成的1.0GHz、60W宽带射频功率放大器电路图3.53 电路输入功率、输出功率、功率增益、VSWR等参数的关系3.6.2 2.4GHz频带的WLAN功率放大器电路nSA2411是可以用于2.4GHz频带的WLAN线性功率放大器，与SA2400A芯片一起，可以形成完整的802.11b收发机。SA2411是带集成匹配电路和功率电平检测器的功率放大器。nSA2411具有内部匹配的75+25j差分输入、内部匹配的50单端输出、偏置调节、功率检测器引脚端。它在3V电源电压时有18%效率。在满足30dBc和50dBc的FCC规格要求和高增益模式时，输出功率为+20.0dBm，增益为12.5dB。检测器功率范围为+10+21dBm，绝对精确度为0.5dB，检测器每个采样精确度为0.3dB。电源电压(模拟)范围为2.853.6V，标准模式电源电流为35mA(引脚10悬空)，低输出功率模式电源电流为28mA(引脚10接地)。工作温度范围为-40+85。图3.54 SA2411的应用电路n图中C1、C2、C3为56pF；C4为10nF；R1为可选择的，可通过一个0电阻连接到地；R2为可选择的接地电阻，将电流转换成电压。L1、L2、L3为可选择的电感线圈，电感量为110nH，或者采用长度为110mm的微带线。n调整偏置能改变增益，可以得到最大线性输出功率。在高电源电压(3.2V)时，推荐低增益模式。在低电源电压(3.3V)时，推荐高增益模式。n功率检测器的电流输出是线性的，与RF输出电压成比例。功率检测器为获得最高精确度使用5.6k电阻。也可以选择其他的值来适合其他电路的最大输入灵敏度。nSA2411采用2条相等的微带线把SA2400A接在SA2411上，连接线的长度要求为最短形式。3.6.3 蓝牙功率放大器电路nMAX2244/MAX2245/MAX2246是专门设计用在2425GHz频带的蓝牙功率放大器，采用336V单电源供电，电流消耗208mA；输入功率为04dBm；输出功率等级为1级；MAX2244/MAX2245具有22dBm的峰值输出功率，可补偿PA和天线之间的滤波器损失，保证能有20dBm的功率输出到天线上。MAX2246在最大功率设定下具有20dBm的输出功率。nMAX2244/MAX2245/MAX2246带有闭环模拟功率控制电路，通过输入一个逻辑低电平信号控制低功耗模式，低功耗模式电流消耗为0.5A；MAX2244/MAX2246功率控制电压为0.52V，MAX2245功率控制电压为0.92.2V；内部电路自动控制开启和关断期间输出功率的斜坡上升/下降，来满足蓝牙低寄生发射的要求，功率上升时间为4s，功率下降时间为1.8s；输入VSWR为1.5121。图3.55 MAX2244/MAX2245/MAX2246典型应用电路3.6.4 50Hz2.7GHz射频功率测量电路nAD8362是ADI公司生产的单片高精度射频真有效值功率检测电路，该芯片采用真有效值功率测量的专利技术(TruPwr)，具有独特的双平方器闭环比较转换电路，可提供以分贝(dB)为单位的线性输出电压；具有3种工作模式：功率测量模式、控制模式、不使能模式。nAD8362的工作频率范围为50Hz2.7GHz；测量功率范围：动态范围大于60dBm，在50阻抗匹配电路中为-52+8dBm(其实际测量功率的动态范围可达80dBm，-3dB带宽为36GHz)；输出电压灵敏度为50mV/dB；测量误差为0.5dB；射频输入接口的输入阻抗，差分输入为200，单端输入为100；芯片内部有125V基准电压源，温度系数为0.08mV；采用单电源工作，电压范围是4.55.5V；静态电流为22mA，在不使能模式时为0.2mA；工作温度范围是-40+85。图3.56 AD8362的基本结构示意图图3.58 AD8362的典型应用电路 图3.59 射频功率控制电路思考题与习题n见教材P109112