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第 10 章 电力电子技术应用10.1 功率因数校正变换技术功率因数校正电路对离线电源的输入电流波形进行整形，以使从交流电网吸取的有功功率最大化。在抱负情况下，离线电源(即AC-DC开关电源)应当表现为一个纯电阻的负载，此时电器吸取的反射功率为零。在这种情况下，本质上不存在输入电流谐波。电流是输入电压（通常是一个正弦波）的完美复制品，并且与其同相。在这种情况下，对于进行所需工作所规定的有功功率而言，从电网电源吸取的电流最小，并且还减小了与配电发电以及相关过程中的基本设备有关的损耗和成本。由于没有谐波，也减小了与使用相同交流电网供电的其他装置之间的干扰。当今众多电源采用功率因数校正电路PFC(Power Factor Correction)的另一个因素，是为了符合电磁兼容标准规范规定。由于大量谐波电流涌入各级电网，引起公用电网的电压波形发生失真，严重威胁电网和各种用电设备的经济运营。为了将电网中电压和电流波形失真控制在允许范围内，国际权威机构和我国相继制订、颁发了控制和限制电力系统谐波的电磁兼容标准，如IEEE519、IEC1000-3-2和GB/T14549-93等电磁兼容标准等,其是强制性规范规定。这一规定合用于大多数输入功率为75 W或以上的电力电子设备，并且它规定了涉及高达39次谐波在内的工频谐波的最大幅度。10.1.1 功率因数和THD1.功率因数定义功率因数PF（Power Factor）可简朴地定义为有功功率与视在功率之比，即PF有功功率/视在功率。其中有功功率是一个周期内电流和电压瞬时值乘积的平均值，而视在功率是电流的rms均方根值与电压的rms值的乘积。假如电流和电压是正弦波并且同相，则功率因数是1.0。假如两者是正弦波但是不同相，则功率因数是相位角的余弦。在电工基础课程中，功率因数往往就是如此定义，但是它仅合用于特定情况，即电流和电压都是纯正弦波。这种情况发生在负载由电阻、电容和电感元件组成，并且均为线性（不随电流和电压变化）的条件下。由于输入电路的因素，开关模式电源对于电网电源表现为非线性阻抗。输入电路通常由半波或全波整流器及其后面的储能电容器组成，该电容器可以将电压维持在接近于输入正弦波峰值电压值处，直至下一个峰值到来时对电容再进行充电。在这种情况下，只在输入波形的各峰值处从输入端吸取电流，并且电流脉冲必须包含足够的能量，以便在下一个峰值到来之前能维持负载电压。这一过程通过在短时间内将大量电荷注入电容，然后由电容器缓慢地向负载放电来实现，之后再反复这一周期。电流脉冲为周期的10%到20%是十分常见的，这意味着脉冲电流应为平均电流的5到10倍。图10-1描述了这种情况。图10-1 不带PFC的典型开关模式电源请注意，尽管电流波形有严重失真，电流和电压仍可以完全同相。应用“相位角余弦”的定义会得出电源的功率因数为1.0的错误结论。图10-2显示了电流波形的谐波内容。基波（在本例中为60Hz）以100%的参考幅度显示，而高次谐波的幅度则显示为基波幅度的比例。注意到几乎没有偶次谐波，这是波形对称的结果。假如波形包含无限窄和无限高的脉冲（数学上称为函数），则频谱会变平坦，这意味着所有谐波的幅度均相同。通常，这个电源的功率因数大约为0.6。图10-2 电流波形的谐波成分作为参考，图10-3显示了功率因数校正完好的电源输入。它的电流波形和电压波形的形状和相位都极为相似。注意到它的各输入电流谐波几乎都为零。图10-3 功率因数校正完好的电源的输入特性2.功率因数和谐波削减的关系设AC-DC变流电路的输入电压为为正弦，输入电流为非正弦，其有效值为： （10-1）式中，、分别为电流基波分量、二次谐波、n次谐波电流的有效值。定义总谐波失真(THD): (10-2)为所有谐波电流分量的总有效值。从前面的描述可以清楚的看到，高功率因数和低谐波是一致的。但是，它们之间没有直接的关系，总谐波失真和功率因数的关系体现在下列等式。 （10-3）其中Kd是失真系数(基波因数)，等于： （10-4）因此，当输入电流的基波分量和输入电压同相时，K = 1，且 PF=Kd * K=Kd （10-5）如前所述，即使是完美的正弦电流，只要它的相位和电压不一致，也会得出欠佳的功率因数。则 （10-6）由此得出，10%的THD相应大约等于0.995的功率因数。显然，无论是从电流的最小化还是减小对其他设备的干扰角度来看，对每个谐波设定限制可以更好地完毕控制输入电流“污染”的任务。虽然这个对输入电流进行整形的过程通常被称作功率因数校正，但在国际规范中，通常以谐波含量来衡量整形效果。10.1.2 IEC1000-3-2谐波限制标准为了将电网中电压和电流波形失真控制在允许范围内，国际权威机构和我国相继制订、颁发了控制和限制电力系统谐波的电磁兼容标准，如IEEE519、IEC1000-3-2和GB/T14549-93等电磁兼容标准等,其是强制性规范规定。国际电工委员会1995年制订、颁发了限制涉及高达39次谐波在内的工频谐波的IEC1000-3-2电磁兼容标准，2023年在旧版标准的基础上做了重要的变化。根据IEC1000-3-2标准规定,电力电子设备分为A,B,C,D和E五类,其划分分类框图如图10-4所示。图图10-4 IEC1000-3-2 设备分类表（第二版）目前许多功率因数校正电路设计根据1995年颁布的第一版IEC1000-3-2电磁兼容标准而设计的。但是,这个标准已经发生了变化,相应地,在功率因数校正电路设计中必需考虑新标准的变化。新电磁兼容标准划分五种电力电子设备:A、B、C、D、E。 根据电力电子设备的用途,上述各类装置建立不同的电流谐波限制.新电磁兼容标准最重要的的变化是如何划分D类电力电子设备.在2023年前版的IEC1000-3-2标准中,根据标准给出的输入电流波形模板来鉴定D类装置的划分。在新的电磁兼容标准中,D类输入电流波形模板不再存在.表10-1给出的D类谐波限制规定适合于下列情况:（1）计算机和计算机监视器；（2）电视接受器。同时装置的输入功率小于或等于600瓦。图10-5给出了属于A类和D类的电力电子设备。图10-5 属于A类和D类的电力电子设备表10-1 D类电流谐波限制规定*谐波次数n相对谐波限制(mArms/W)在600瓦最大谐波限制(Arms)33.42.3051.91.1471.00.7790.50.40110.350.33130.2960.2115n393.85/n2.25/n因此,必须指出的是,根据旧标准划分为D类装置,在新标准的应用中将被划分为A类装置.而对于A类装置,其合用的输入电流谐波限制规定如表10-2所示.正如表10-2显示的,A类装置在低功率场合允许更多的波形失真.因此,A类装置更容易满足合用于它的电流谐波限制。图10-6给出了输入功率从75瓦到600瓦的A类电流谐波限制与D类电流谐波限制规定的比值。图10-6中仅给出了3次到15次奇次电流谐波的比值,由于大于15次谐波,两类电流谐波限制的比值趋于同样。 谐波次数 n任何功率时最大谐波限制(Arms)32.351.1470.7790.40110.33130.21150.15*15/n表10-2 A类电流谐波限制规定图10-6 A类电流谐波限制与D类电流谐波限制规定的比值正如图10-6所分析的,根据新电磁兼容标准进行功率因数校正电路设计与目前大多数电路设计的条件是有很大的不同。重要由于过去属于D类的装置,根据新的标准被划分为A类装置。例如,一个200瓦的电池充电器根据新标准被划分为A类装置(不管它的输入电流波形如何),因此其最大允许输入电流谐波限制与600瓦的电池充电器同样。这样一来,意味着可以采用更简朴(因此更便宜)谐波克制电路。因此对于A类装置,进一步提高功率因数校正电路性能价格比的具有很大的潜力。10.1.3 无源功率因数校正变换技术图10-3所示的输入特性由“有源”功率因数校正获得，把开关模式升压转换器置于输入整流器和储能电容之间，转换器由比较复杂的IC进行控制，它的附加电路能对输入电流进行整形，以匹配输入电压的波形。这是在当今电源中最常用的PFC类型。但并不是唯一的类型。没有规则规定PFC必须由有源电路（晶体管、IC 等）构成。任何可以使得谐波低于规范限制的方法都是允许的。结果表白，在与有源电路相同的位置上放置电感也可以达成限制谐波的目的。一个足够大的电感会减小电流的峰值，并且在时间上将电流波形展宽来减少谐波以使之符合规范。这种方法已经在一些台式个人计算机电源中得到应用，其电感的尺寸（大约为50mm3）及其重量（铁心和铜绕组）是可以接受的。在功率水平超过典型个人电脑功率(250W)的情况下，由于受到尺寸和重量的限制，很少使用这种无源方法。图10-7显示了三个不同的250W计算机电源的输入特性，所有的电流波形具有相同的比例系数。图10-8显示了三个250W 计算机电源的输入谐波，以及IEC1000-3-2 所规定的限制水平。这些限制合用于D类设备，涉及个人电脑、电视机和监视器。谐波幅度和这些设备的输入功率成正比。对于其他功率低于上述设备的产品而言，限制水平则固定在与600W 输入相相应的值上。无源PFC的性能如本图所示，仅三次谐波（谐波数3）达成限制水平。图10-8 三个计算机电源输入谐波相对于IEC1000-3-2的限制水平图10-7 带不同PFC类型的计算机电源的输入特性波形：1、无PFC输入电流；2、带无源PFC的输入电流；3、带有源PFC的输入电流；4、输入电压图10-9显示了带无源PFC的计算机电源的输入电路。注意连接到PFC电感中心抽头的线路电压范围开关。在230V位置上（开关断开）电感线圈的两半都使用，整流器为全桥。在115V 位置只使用左半电感和整流桥的左半部分，电路为半波倍压模式。如为230VAC输入的全波整流器，则在整流器的输出端将产生325VDC。这个325VDC总线当然是没有稳压的，随着输入线路电压而上下变动。图10-9 250瓦计算机电源中的无源PFC图10-10所示为典型单相无源LC滤波整流器电路，电路在不同电感参数条件下其输入电压和输入电流的仿真波形如图10-11所示.可以看出输入电流波形受电感参数的影响很大.应用PSPICE仿真软件可对输入电流进行富里叶级数分析,从而得到各次谐波与电感参量的关系。图10-11 不同电感时电路仿真波形图10-10 典型单相无源LC滤波整流器电路图10-13满足A类标准最小滤波电感值与功率的关系通过计算分析，可以得到满足D类电流谐波规定的最小滤波电感值与功率水平的函数关系,如图10-12所示. 便可得到满足新版A类标准电流谐波规定的最小滤波电感值与功率水平的函数关系如图10-13所示。图10-12 满足D类标准的最小电感值与功率关系曲线图10-14为无源逐流PFC电路与输入电压电流波形。这种电路工作基于电容和二极管网络的串并联特性，增大二极管的导通角，从而使输入电流得到改善。图10-14 无源逐流PFC电路与输入电源电流波形图14，无源逐流PFC电路与输入电压电流波形尽管它的特点是简朴，无源PFC电路仍有一些缺陷。一方面，巨大的电感限制了它在许多应用中的实用性。另一方面，如上所述，为了能在全球范围内使用，需要一个线路电压范围开关。增长该开关会增大因操作者错误（比如开关位置选择错误）而给电器/系统带来的风险。最后，未稳压的电压会提高PFC段后直流-直流转换器的成本，并减少其效率。*新型单相无源功率因数校正整流器的电路拓扑 选用无源功率因数校正不产生电磁干扰，但尺寸大、重量重和多数情况增长直流输出阻抗。然而，一些简朴无源功率因数校正电路（例如，LC滤波器的基本单相整流器和 LCD 滤波器电路) 是非常经济的，它们因此应用在许多低成本的电力电子设备中。因此假如它们的尺寸可以进一步减少，无源功率因数校正技术将有广阔应用前景.1 新电路拓扑和工作原理图10-15为一种新的无源功率因数校正电路。这个电路称为 TLC 整流器，由传统的LC滤波器电路附加一个抽头电感、一个小电容和一个二极管构成。图10-16给出了电路的重要波形。这些波形由PSPICE仿真获得。下面分析工作波形，将其划分为四个时间段：(1)T1时刻：当瞬态电源电压ug升到 谐振支路电压ux时，谐振电路开始导通。这个时间段，扼流电感没有电流流过。(2)T2时刻：当瞬态电源电压ug升到输出电容电压，电流开始通过扼流电感。(3)T3时刻：流过谐振支路和扼流电感的电流同时开始减少，同时输入电流开始减少到零。(4)T4时刻：流过谐振支路和扼流电感的电流同时减少到零。这个期间，TLC电路的任何元件都没有流过电流，只有输出电容提供应负载能量。TLC整流器与基本LC滤波器重要的差别是，由谐振支路产生的附加电流分量，在两个方面改变了输入电流波形：（1）减少低次谐波分量；（2）减少电流峰值。但是必须指出的是，由于上述情况，对于图10-15电路也将同时增长输入电流高次谐波分量。LC滤波器电路的扼流电感设计重要决于电流低次谐波分量，并且重要是三次谐波电流限制规定。TLC整流器电路，可以减少输入电流低次谐波分量，相应地，可以设计更小和更低成本的电感来满足电磁兼容标准。2设计分析功率因数校正电路参数的设计取决于设计者的目的，重要的目的是以最低的成本来满足电磁兼容标准IEC1000-3-2，实现高性能价格比。(1)输入电流的分析由图10-15电路可知，输入电流波形由两个因素影响：直流側扼流电感和附加谐振电路。考虑到输入图10-16 电路关键波形图10-15 一种新的无源功率因数校正电路电流波形是由两个非线性电路叠加获得的，写出相关电路变量的数学表达式是困难的。然而，我们可以通过如OrCAD PSPICE软件仿真很容易获得输入电流的波形。因此，通过仿真可以获得各种功率水平满足电磁兼容标准的电路电感值和电容值。需要说明的是输出电容也对输入电流波形有重要的影响。但它的值由传统AC/DC变换器的保持时间所决定（如10毫秒或20毫秒）。此处不讨论这个电容的设计分析。图10-17 不同谐振电感电容参数下输入电流波形满足电磁兼容标准的最小扼流电感与输出功率的函数关系如图10-12所示。通过下面分析，适当设计本文提出电路，可以减少最小扼流电感值。新电路中，附加了谐振电路支路和二极管。谐振电流波形的影响如图10-17所示。实际分析，假如改变谐振电路参数，输入电流波形也相应地改变。合理设计选择谐振电路参数，输入电流的低次谐波分量将减少，特别是三次谐波分量。而扼流电感的尺寸大小重要由三次谐波决定。然而谐振电路支路的存在也同时增长高次电流谐波分量，所认为了以最低成本，也就是最小电感尺寸满足电磁兼容标准，必须在设计中取得高次谐波与低次谐波的平衡。图10-17举例说明了谐振电路参数的影响。从图中可以看出，当谐振电容太小（如零）或太大（如例中14.7uF ），功率因数校正整流器不能满足电磁兼容标准，由于某些高次电流谐波分量超过D类电流谐波限制规定。(2)满足标准的电路设计由上述分析可以知道，必须合理设计谐振电路使得扼流电感尺寸比原有基本LC滤波器电路可以减少。在这样的情况下，输入电流谐波低次分量小于电磁兼容标准给出的规定，而高次谐波分量又没有增长许多。这种设计分析方法可以应用在IEC1000-3-2电磁兼容标准中D类电流谐波限制规定所有功率范围（75W到600W）的任一功率水平。这里设计LC滤波器的电感值为传统基本电路的一半并且满足电磁兼容标准。图10-18给出了计算仿真结果。从图10-18a中可以看出，满足电磁兼容标准的最小电感值是本来的一半。而在所有的应用功率范围，抽头电感的匝数比保持恒定，在本例中是7：1。同时也计算了满足电磁兼容标准的谐振电路的电容。图10-18（b） 给出了计算仿真结果。D类电流谐波限制给出的是相对值，与应用的功率水平有关，输入电流波形在整个功率范围是非常相近的。(a)(a)图10-18 电感与谐振电容与功率的函数关系10.1.4 有源功率因数校正变换技术有源功率因数校正变换技术（APFC）：在整流器和滤波电容之间增长一个DC/DC开关变换器。其重要思绪是：选择输入电压为一个参考信号近似为正弦，使得输入电流跟踪参考信号，实现输入电流的低频分量与输入电压为一个近似同频同相的波形，以提高PF和克制谐波；同时采用电压反馈，使输出电压近似乎平滑的直流输出电压。APFC的原理框图如图10-19所示。主电路由单相桥式整流器和DC/DC变换器组成，虚线框内为控制电路，涉及：电压误差放大器及其基准电压，电流误差放大器CA，乘法器M，脉冲调制器（图中未画出）等。APFC的工作原理如下：主电路的输出电压和基准电压比较后，输入给电压误差放大器CA，整流电压检测值和电压误差放大器的输出电压信号共同加到乘法器的输入端，乘法器M的输出信号则作为电流反馈控制信号的基准信号，与输入电流的波形与整流电压的波形基本一致，使电流谐波大为减少，提高了输入端的功率因数。由于功率因数校正器中存在输出电压反馈环，这样在提高功率因数的同时，也能保证输出电压的稳定。图10-19 APFC电路原理图根据PFC电路的工作规定，适合用于PFC电路工作的DC-DC变换器拓扑如图10-20所示。图10-20电路拓扑中，Boost升压型变换器具有如下优点：（1）输入电流是连续的，这样电网滤波容易；（2）储能电感也作为滤波克制RFI和EMI噪声；（3）电流波形失真小；（4）共发射级（或共源级）使驱动电路简化；（5）输出功率大。图10-20 适合用于PFC电路工作的DC-DC变换器拓扑由于这些优点，Boost变换器这种拓扑结构广泛地应用于APFC电路中，取得较高的功率因数和效率，并合用于大功率APFC的场合。其缺陷是输出电压没有隔离，输出电压总是高于输入电压。本节以BOOST型PFC为例，说明有源功率因数校正电路的工作原理。1连续导电模式(CCM)控制连续导电模式控制在各种应用中被广泛使用，由于它具有几个优点。峰值电流应力低，从而使得开关和其他元件损耗较小。并且，输入纹波电流低且频率恒定，这使得滤波任务变得简朴易行。CCM工作的下列属性需作进一步考虑。1.)Vrms2控制和市场上大多数PFC 控制器的情况同样，一个基本的因素是，参考信号为整流输入电压的比例变换复制品，并被用作电流整形电路的参考。这些芯片都使用乘法器来实现这个功能。但是，该乘法器系统比传统的两输入乘法器更复杂。图10-21显示了连续模式PFC的典型方法。升压转换器由一个根据电流命令信号uin对电感电流（转换器的输入电流）进行整形的平均电流模式脉冲宽度调制器(PWM)驱动。此信号ui 是输入电压uin 进行了uDIVuDIV幅度变换后的复制品，由电压误差信号除以输入电压的平方得到（通过Cf滤波，使得它成为和输入幅度成正比的变换系数）。用误差信号去除以输入电压幅度的平方似乎并不常见。其目的是使环路增益（以及瞬态响应）独立于输入电压。分母中的电压平方函数抵消了uSIN的幅度和PWM控制的传递函数（电感中的电流斜率和输入电压成正比）。这个方案的缺陷在于乘法器乘积的可变性。这就需要增大功率解决元件的设计余量，以解决最坏情况下的功率耗散。图10-21 连续模式PFC 的典型方法其中，2.)平均电流模式控制乘法器的交流参考信号输出(ui)表达了图10-21中的PFC转换器的输入电流波形、相位和比例系数。PWM控制器模块的任务是使平均输入电流与参考匹配。为此，一个叫做平均电流模式控制的控制系统将被应用在这些控制器中。这种方案如图10-22所示。图10-22 平均电流模式控制电路平均电流模式控制采用一个根据控制信号Icp来稳定平均电流（输入或输出）的控制电路。对于一个PFC控制器，Icp由低频直流环路误差放大器产生。电流放大器是电流信号的积分器和误差放大器。它控制波形调整，而Icp信号控制直流输出电压。电流Icp在Rcp上产生了一个电压。为保持电流放大器的线性状态，其输入必须相等。因此，在Rshunt上的电压降必须等于Rcp上的电压，由于在电流放大器同相端的输入电阻上没有直流电流。电流放大器的输出是一个基于分路上平均电流的“低频”误差信号和Icp信号。和电压模式控制电路的情形同样，此信号被用来同振荡器的锯齿波信号进行比较，PWM比较器将根据这两个输入信号生成一个占空比。优点：对高于200W的功率水平而言效果好。对于输入的变化，一个“除以u2”的电路稳定了环路带宽。固定频率工作。比用其他方法产生的高频电流具有更低的峰值。缺陷：比临界导电电路更昂贵并且复杂。2. 临界导电模式(CRM)控制器图10-23 临界导电模式的基本原理图临界导电模式或者过渡模式控制器在照明和其他较低功率应用中很常见。这些控制器使用简朴，并且价格低廉。图10-23 所示为一个典型的BOOST升压变换器应用电路。 基本的CRM PFC转换器使用一种类似于如上所示的控制方案。具有低频极点的误差放大器向参考乘法器提供一个误差信号。乘法器的另一个输入是经整流的交流输入线路电压的比例版本。乘法器输出是误差放大器的近似直流信号和交流输入端的全波整流正弦波形的乘积。乘法器输出的信号也是经增益系数变换后的全波整流正弦波（误差信号），并且被用作输入电压的参考。此信号的幅度经调整后可保持对的的平均功率，以使输出电压能保持其稳压值。电流整形网络强制电流跟随乘法器的波形，尽管线路频率电流信号（检测后）是参考幅度的一半。电流整形网络的功能如下：在图10-23的波形中，uref是乘法器的输出信号。此信号被送到比较器的一个输入端，另一个输入端则连接到电流波形。当功率开关接通时，电感电流斜升，直到分路上的信号达成uref的电平。在此点上，比较器会改变状态并断开功率开关。断开开关后，电流斜降直到降为零。零电流检测电路测量电感两端的电压，当电流达成零时，它也会降到零。在此点上，开关接通，电流再次斜升。这种控制方案叫做临界导电，并且就像名称所表达的同样，它可将电感电流保持在连续和不连续导电的边界。这点很重要，由于波形总是已知的，因此，平均和峰值电流之间的关系也是已知的。对于三角波形，平均值就是峰值的一半。这意味着平均电流信号（电感电流xRsense）位于参考电压一半的水平。这类稳压器的频率随着线路和负载的变化而变化，在高线电压和轻负载时达成最大值，并且在线路周期中频率也会有所变化。优点：便宜的芯片。便于设计。没有开关导通损耗。升压二极管的选择并非决定性的。缺陷：频率变化。由于存在潜在的EMI问题，需要一个设计精致的输入滤波器。uref图10-24 CRM波形3. 不带乘法器的临界导电一种临界导电模式控制器的新奇方法，其提供同上述控制器相同的输入-输出功能，却无须使用乘法器。如前面部分所述，CRM 控制器的电流波形从零斜升至参考信号，然后再斜降回零。参考信号是整流输入电压的比例变换，这可以表达为k x uin，其中k 是经典电路中的交流电压分压器和乘法器的比例常数。有了这个条件，并且在电感斜率和输入电压的关系已知的情况下，便可得出下列公式：,且 (10-7)图10-25 CRM电流包络令两式中的电流峰值相等，便得出：此等式表白对于一个给定的参考信号(k x uin)，ton 为一个常量。Toff 会在周期中变化，这是临界导电中的频率变化所引起的。在线路电压和负载条件给定的情况下，导通时间为常数，这一点是这种控制电路的基础。图10-26 不带乘法器CRM控制器简化原理图在图10-26所示电路中，可编程单稳态定期器决定了功率开关的导通时间。当导通周期结束时，PWM切换状态并且断开电源开关。零电流检测器将检测电感电流，并且当电流达成零时，开关会再次接通。这会产生稍稍不同的电流波形，但是和经典方案的直流输出相同，且无须使用乘法器。由于导通时间的给定值仅在给定负载和线路电压的条件下有效，且直流环路的低频误差放大器连接到单稳态电路。误差信号改变了充电电流，并因而改变了控制电路的导通时间，使得可以在一个较宽的负载和线路电压条件范围内保持稳压。4. 跟随升压使输出电压跟随输入电压的电路。这叫做跟随升压操作。在跟随升压模式中，输出电压被稳定在一个超过输入电压峰值的固定电平上。在大多数情况中，PFC转换器的输出端将连接到一个直流-直流转换器。直流-直流转换器一般可以在一个较宽的输入电压范围内进行稳压，所以不规定输入电压恒定。跟随升压操作具有所需电感较小和价格便宜的优点，并且功率MOSFET的导通损耗较小。这通常用于把将系统成本降至最低作为重要目的的系统中。优点：便宜的芯片。便于设计。没有导通切换损耗。可以工作在跟随升压模式下。电感更小、更便宜。缺陷：频率变化。由于存在潜在的EMI问题，需要一个设计精致的输入滤波器。图10-27 电压跟随图10-28 一种电压跟随控制器简化框图误差放大器具有极低频的极点，因而可提供10Hz的典型总环路带宽。此信号驱动参考乘法器的一个输入。乘法器的另一个输入连接到分压的整流交流线电压。此乘法器的输出是整流输入电压比例变换后的全波整流正弦波。此交流参考把输入信号提供应电流整形网络，使输入电流具有对的波形和幅度，以获得良好的功率因数和合适的输出电压。电流整形网络使用平均电流模式控制方案。但是，这个电路和目前已有的电路很不相同。5.电流整形电路电流整形网络的重要功能是迫使电感电流的平均值跟随参考乘法器产生的参考信号。开关电流通过MOSFET开关源极串连的分路电阻转换为一个电压。该分路电阻从源极（地）连接到输入整流器的返回引脚。这种检测电流的方法会产生一个负电压，这对于IC而言并不抱负，由于假如电压为负的数百毫伏，衬底注入便会发生问题。另一方面，这种检测配置可以检测开关电流和二极管电流，这和检测电感电流相同。电流检测放大器是一个有两个高频输出的跨导放大器。它使电流信号反相，并且把一个输出送至PWM输入的求和节点。另一个输出则被送至引脚11上的平均网络。此网络有一个由外部电容和内部电阻形成的可调极点。平均电流由一个缓冲段进行比例变换，并且与一个通过比例变换后的交流输入电压相加，然后送至交流误差放大器的输入端。交流误差放大器是保持良好输入功率因数的关键。由于这个放大器的输入必须都相等，其中一个输入连接到参考信号，因而，此放大器的输出应产生一个信号以迫使反相输入匹配。这意味着平均开关电流应是参考信号的良好再现，由于这是施加到反相输入的信号。交流误差放大器的输出用极点-零点网络来补偿。此信号被送至反相参考缓冲。电路设计成这样，以使交流误差放大器的输出在零输出时处在低状态。这可以使外部软启动电路方便地连接到芯片。PWM的输入总共有四个信号，它们构成用来拟定开关何时切断的信息。比较器的反相输入是一个4.0V参考。同相输入为交流参考缓冲的交流误差信号输出、斜升补偿信号和瞬时电流三者相加。当后三个信号的和等于4.0V时，PWM比较器切换，功率开关断开。图10-29描述了电流放大器输出的电流信号和斜升补偿信号相加的波形。这两个信号都为电流的形式，通过把它们注入到PWM输入端上的同一个16k电阻以进行叠加。第三个信号是交流误差放大器缓冲的信号。这些信号合成的结果将显示在图2-12底部的波形中。图10-29 相加波形图10-30 整型电路波形6. 其他特性1.)瞬态响应和所有PFC单元同样，电压误差放大器必须用极低频的极点来补偿。这可保证获得良好的功率因数，但是不能进行快速瞬态响应。为了快速响应线路或负载的瞬变，在芯片的误差放大器中放入了一个临界灵敏度增益提高电路。在正常工作中，输入端达成平衡。但是，在瞬态事件中，输入端出现电压差。假如这个电压差超过了预先拟定的电平，输出便会转移到高增益模式，并且快速调整稳压环路，直至接近平衡。在该点上，放大器会返回其正常增益，并且最终把输入电压带回其额定值。图10-31显示了电压环路误差放大器的工作情形。在负载突降中，当环路试图响应新的控制状态时，PFC单元的输出电压将升高。当反激电压从它的4.0V额定电压开始升高时，跨导放大器的输出电流也会增大，直至达成它的最大电平20A。这一电流相应4.20V的输入电压。达成这一点后，便无法进一步增大。当输入电压达成4.24V 时，便会触发上部升压电路。此电路将额外的250A（比正常输出电流大12 倍）送入放大器的补偿电路中。当输入电压减少到小于4.24V 时，上部升压电路便停止工作，而放大器则继续工作在它的正常增益水平上。图10-31 电压误差放大器原理图2.)功率限制电路功率限制电路测量PFC转换器的有功功率输入，假如达成了限制电平，则稳定该输出功率。它用与恒压、恒流稳压器相似的方法与电压环路进行“或”运算。只要功率规定低于限制水平，电压环路就起主导作用。可以这样理解，在恒定功率模式中，常通过减少输出电压来保持恒定的功率水平。由于这是一个升压转换器，所以输出电压只能减少到输入波形峰值的水平。此时，功率开关会关断，但是整流器仍然给输出滤波电容充电，所以恒定的功率不能低于这一点。这个电路的精确度对于高性价比设计而言非常重要。由于电源被规定了最大功率额定值，所以电路应当按最坏情况下的公差进行设计。功率限制电路的20%公差规定名义输出功率设计高于规格的20%，以使得控制器低20%的单元仍然能提供规定的输出。这意味着功率段也要设计成提供比它的名义水平高20%的功率，由于一些单元在该点以前无法受到限制。底线是功率段必须设计成能提供两倍于限制电路公差的最大功率。这一点导致功率元件的大余量设计，从而增长了成本。其他芯片为它们的功率限制电路提供25%到50%的累积公差。3.)过冲保护负载突降对于PFC单元而言是非常危险的。由于响应时间长和输出电压高，负载忽然去除时，400V输出也许会突升至800V。这类事件会给PFC单元和连接到它的输出的次级转换器或其他负载带来劫难性的破坏。为了防止受到这些瞬变的影响，反激/关断输入由比较器进行监控，假如反激电压超过额定反激电平a的8%就关断PWM。当输出电压减少到小于8%窗口时，PWM重新工作。4.)关断有时候需要在不去除输入功率的情况下关断PFC转换器。对于这些情况，用集电极开路器件（或者等效的）将反馈引脚下拉到地。反激电压低于0.75V时，单元处在低功率关机状态。当它进入小于53V的线路电压中时，这一特性也会将芯片保持在关机状态，而此时的反馈电压即为整流滤波的输入电压。优点：有多种解决方法。可以使用电子表格上的标准值，或者进行调节以获得最佳性能。可变增益电压环路可从大瞬变中快速恢复。受到严格控制的乘法器可以减少最坏情况下的功率限制设计成本。缺陷:环路增益取决于输入线路电压，因而不能在整个线路电压范围进行最优环路补偿。7.单级式功率因数校正电路单级方案将PFC级与后级直流-直流变换器结合成一级,两级共用一个开关管,调节一个变量。单级PFC在实现输出电压快速调节同时，不用增长功率半导体开关器件数和控制电路就能提高功率因数。具有电路简朴，成本低，合用于小功率应用。图10-32为几种典型的单级PFC电路。图10-32几种典型的单级PFC电路