PSR电源设计资料.doc

目前比较流行的低成本、超小占用空间方案设计基本都是采用PSR原边反馈反激式，通过原边反馈稳压省掉电压反馈环路（TL431和光耦）和较低的EMC辐射省掉Y电容，不仅省成本并且省空间，得到很多电源工程师采用。比较是新技术，目前针对PSR原边反馈开关电源方案设计的相关讯息在行业中欠缺。下面结合实际来讲讲我对PSR原边反馈开关电源设计的“独特”方法以实际为基础。规定条件：全电压输入，输出5V/1A，符合能源之星2之标准，符合IEC60950和EN55022安规及EMC标准。因充电器为了方便携带，一般都规定小体积，所以针对5W的开关电源充电器一般都采用体积较小的EFD-15和EPC13的变压器，此类变压器按常规计算方式也许会认为CORE太小，做不到，假如现在尚有人这样认为，那你就OUT了。磁芯以拟定，下面就分别讲讲采用EFD15和EPC13的变压器设计5V/1A 5W的电源变压器。1. EFD15变压器设计 目前针对小变压器磁芯，特别是小公司基本都无从得知CORE的B/H曲线，因PSR线路对变压器漏感有所规定。所以从对变压器作最小漏感设计入手：已知输出电流为1A，5W功率较小，所以铜线的电流密度选8A/mm2,次级铜线直径为:SQRT(1/8/3.14)*2=0.4mm,r=I/J-r=I/(J)r=sqrt(1/(8*3.14)=0.1995通过测量或查询BOBBIN资料可以得知，EFD15的BOBBIN的幅宽为9.2mm。因次级采用三重绝缘线，0.4mm的三重绝缘线实际直径为0.6mm.为了减小漏感把次级线圈设计为1整层，次级杂数为：9.2/0.6mm=15.3Ts,取15Ts.因IC内部一般内置VDS耐压600650V的MOS，考虑到漏感尖峰，需留50100V的应力电压余量，所以反射电压需控制在100V以内，得：(Vout+VF)*n100,即：n100/（5+1）,n16.6,取n=16.5,得初级匝数NP=15*16.5=247.5取NP=248，代入上式验证，（Vout+VF）*(NP/NS)100,即(5+1)*(248/15)=99.2100,成立。拟定NP=248Ts.假设:初级248Ts在BOBBIN上采用分3层来绕，因多层绕线考虑到出线间隙和次层以上不均匀，需至少留1Ts余量（间隙）。得：初级铜线可用外径为：9.2/(248/3+1)=0.109mm，相应的实际铜线直径为0.089mm，太小（小于0.1mm不易绕制），不可取。假设:初级248Ts在BOBBIN上采用分4层来绕，初级铜线可用外径为：9.2/(248/4+1)=0.146mm，相应的铜线直径为0.126mm，实际可用铜线直径取0.12mm。IC的VCC电压下限一般为1012V，考虑到至少留3V余量，取VCC电压为15V左右，得：NV=Vnv/(Vout+VF)*NS=15/(5+1)*15=37.5Ts,取38Ts.因PSR采用NV线圈稳压，所以NV的漏感也需控制，仍然按整层设计，得：NV线径=9.2/(38+1)=0.235mm,相应的铜线直径为0.215mm，实际可用铜线直径取0.2mm。也可采用0.1mm双线并饶。先上图： 此线路是采用目前兼容很多国内品牌IC的回路，如：OB2535、CR6235PSR线路设计需特别注意以下几处：1. RCD吸取回路，即：R2,C4,D2,R62. Vcc供电和电压检测回路,即：D3,R3,R4,R10,C23.输出回路,即：C3,C7,D5,R11,LED1 下面分别说明以上几点需注意的地方1. RCD吸取回路，即：R2,C4,D2,R6大家可以看出，此RCD回路比普通的PWM回路的RCD多了一个R6电阻，或许有人会忽略他的作用，但实际它对产品的稳定性起着很大的作用。看下图VDS的波形： 当开关管截止后因漏感引起的振玲会随漏感的增大而使电压跌得更低，更低的电压回复需要更长的时间，VDS的波形此时和VCC的波形是同步的，PSR检测电压是通过IC内部延时46uS避开这个振玲来检测后面相对平滑的电压，电压恢复时间过长导致IC检测开始时检测到的是振玲处的电压，最总导致的结果是输出电压不稳定，甚至荡机。当然也有因变压器漏感比较小，无此电阻也可以正常工作，但一致性较难控制。此电阻的取值与RCD回路和EMC噪音有关，一般建议取值为150510R,推荐使用220330R，D2建议使用恢复时间较慢的1N4007具体可根据漏感结合RCD来调试。 2. Vcc供电和电压检测回路,即：D3,R3,R4,R10,C2R4与R10的取值是根据IC的VFB来计算的。但阻值取值对一般USB直接输出的产品来说，以IFB=0.5mA左右来计算。若为带线式产品，因考虑到线损带来的负载调整率差，可保持VFB电压不变，同时增大R4和R10的阻值，减小IFB的电流，具体IFB的电流取值需根据输出线材的压降来调试，如设计为5V/1A的产品，假设输出空载为5.10V，调试的最佳状态是负载0.5A时，输出电压达成最低值，如4.90V，再增长负载，电压会因IC内部补偿功能唤醒使输出电压回升，当负载达成1.0A时，输出电压回升到5.10V左右。之前有做过一款输出5V/1A线长3.5米的产品，设计时IFB=0.15mA，输出空载在5.15V左右，负载0.5A时输出为4.85V左右，负载1A时输出为5.14V左右。听很多PSR IC的FAE说过，PIN1脚的C5也有此功能，但实际应用效果不明显。D3应当大家都知道要用恢复时间较快的FR107。R3和C2需取相对较小的值，R3在VCC供电回路钟有一定的抗冲击和干扰的作用，但相对PWM线路来讲，其取值需相对较小，不大于10R，一般取2.24.7R。C2取值不大于10UF，一般取4.7UF。由于电源启动和负载切换时，VFB的电压会因C2的容量增大和R3的限流作用导致拉低，从而使输出产生电压尖峰。若更严重得导致PSR延时检测启动而VFB电压仍未建立，输出的电压尖峰会更高。 3.输出回路,即：C3,C7,D5,R11,LED1R11和LED1是输出的假负载，为避免IC在空载进入间歇模式导致输出电压不稳定而设立的。D5的作用是防止回授失效而设立的过压保护，一般取值为6.2V。C3,C7不仅是输出滤波，并且需有足够的容量来防止PSR IC在延时检测未启动前输出电压不受控而过冲。若容量不够，会导致输出电压过冲而被D5钳位，被D5钳位到6.2V后会导致反馈线圈的电压也上升，从而出现输出电压连续在6.2V左右，且有功率损耗，D5会严重发热，但不会立即损坏。曾经有人把这个D5去掉了，测试发现电容容量小导致的过冲现象有，但过冲后的电压由于没有D5钳位而正常了，结果因此我接到了一个200K的订单。为什么呢？由于客户反映说用它对IPOD充电时，充了一会，IPOD没充进电，而IPOD的输入接口发烫严重，甚至变形。分析因素为，产品上的D5取掉了，到IPOD内部在输入接口电源上有一个稳压管并联作保护，就出现了上面的电压被钳位的问题C3,C7的取值不仅与其ESR值有关，也与变压器漏感和PSR IC延时检测的时间有关。目前有PSR IC厂商因其客户反映变压器规定过于严格或负载调整率差等问题讲IC内部延时检测时间加长到9uS,甚至15uS.大家可以想象，通电15uS不检测，输出电压会升到多高?一般都会冲到10多V，甚至20V这个过冲的电压的电流由于有Vsense的限制，不会很大，可以等效为一个尖峰来解决，最直接有效的方法是加大输出滤波电压容量和减小ESR值来吸取它。使用一般的LOW ESR电容，建议使用2颗470UF的并联。上图： 先谈谈PCB LAYOUT注意点：大家都知道，EMC对地线走线毕竟有讲究，针对PSR的初级地线，可以分为4个地线，如图中所标示的三角地符号。这4个地线需采用“一点接地”的布局。1. C8的地线为电源输入地。2. R5的地为功率地。3. C2的地为小信号地。4. 变压器PIN3的地为屏蔽地。这4个地的交接点为C8的负端，即：输入电压经整流桥后过C1到C8地，R5和变压器PIN3的地分别采用单独连线直接引致C8负端相连，连线尽量短；R5地线因考虑到压降和干扰应尽量宽些。C5,R10,U1 PIN7和PIN8地线汇集致C2负端再连接于C8负端。若为双面板，以上4条地线尽量不要采用过孔连接，不得以可以采用多个过孔阵列以减小过孔压降。以上地线布局恰当，产品的共模干扰会很小。因PSR线路负载时工作在PFM状态下的DCM模式，DI/DT的增大和频率的提高，所以较难解决的是传导150K5M差模干扰。就依图从左到右针对有影响EMC的元件进行逐个分析。1. 保险丝将保险丝换用保险电阻理论上来讲对产品效率是有负面影响的，但实际表现并不明显，所以保险丝可以采用10/1W的保险电阻来减少150K附近的差模干扰，对通过5级能耗并无太大影响，且成本也有所减少。2. C1,L2,C8PSR工作在DCM模式，相对而言其输入峰值电流会大很多，所以输入滤波很重要。峰值电流的增大会导致低压输入时母线电压较低，且C8的温升也会增长；为了提高母线电压和减少C8的温升，需提高C1的容量和使用LOW ESR的C1和C8。由于提高C1的容量后，C1和C8的工作电压会上升，在输出功率不变的情况下，输入的峰值电流就会减少。因L2的作用，实际表现为增长C1的容量比增长C8的容量克制EMC会更有效。一般取C1为6.8uF，C8为4.7uF效果较好，若受空间限制，采用8.2u与3.3u也比采用2个2.7u的EMC克制效果好。L2一般从成本考虑采用色环电感，因色环电感的功率有限，电感量太大会严重影响效率，一般取330u2mH,2mH是效率影响开始变得明显，330u对差模干扰的作用不够分量，为了使效率影响最低且对差模干扰克制较佳，建议采用1mH。由于“一点接地”的布局汇集点在C8的负端，在C8负端输入电流的方向是通过C1和BD1流回输入端，根据传导测试的原理，这样产生悲观影响，所以需在C1与C8的地线上作解决，有空间的可以再中间增长磁珠跳线，空间受限可以采用PCB layout曲线来实现，虽然效果会弱些，但相比直线连接会改善不少。3. R6,D2,R2,C4RCD吸取对EMC的影响大家都应当已经了解，这里重要说下R6与D2对EMC的影响。R6的加入和D2采用恢复时间较慢的1N4007对空间辐射有一定的负作用，但对传导有益。所以在整改EMC时此处的修改对空间辐射与传导的取舍还得引起注意。4. R5R5既为电流检测点也是限功率设立点。所以R5的取值会影响峰值电流也会影响OPP保护点。建议在OPP满足的情况下尽量取大些。一般不低于2R，建议取2.2R。电源网讯 近两年由于PSR线路简朴，成本低，所以在充电器，LED驱动应用方面相称流行，模拟方式（部分厂家是带数字控制的，如IWATT，本贴只针对较流行的DCM模式的模拟方式 的）实现的PSR工作原理是大同小异的，只是有些参数定义不一定！但有些厂家只是给出计算公式，但对恒流方面，没有真正具体的讲解！在此我会和广大网友分享我对此的理解。先谈谈CV操作模式，现在大部分芯片都是直接取样辅助线圈上电压，由于漏感的因素，在MOS关断后，也就是次级二极管导通瞬间，会产生一个尖峰，影响电压采样，为了避开个这个尖峰，大部分厂家都是采用延时采样，也就是在MOS管关断一段时间后再来采样线圈电压。从而避开漏感尖峰。PI是在高压开关关断2.5 采样。这种采样方式其实在以前很多芯片上的过压保护上也都有应用，比如OB2203和UCC28600，NCP1377上都有这样的应用，所以可以得到较高精度的过压保护。尚有些厂家是在下拉电阻取样上并一个小容量的电容来实现。同时建义大家吸取电路使用恢复时间约只有2us的IN4007再串一个百欧左右的电阻作吸取。可以减小漏感产生的振铃，从而减小取样误差。得到较高采样精度。次级圈数固定，辅助绕组固定，取样精度高。比较器内部精度也高，自然可以得到较高的输出电压精度。先写个变压器的基本公式。Np*Ipk=Ns*Ipks（变压器次级只有一个绕组Ns）,Np,Ipk,Ns,Ipks分别是初级圈数，初级峰值电流，次级圈数，次级峰值电流 . 当工作在DCM模式时，输出电流是次级电流（如图的三角形）在一个工作周期的平均值，所以Io=(Td/T)*Ipsk/2, 其中 T为工作周期。Np*Ipk=Ns*Ipks 所以Ipks=Np*Ipk /Ns,将Ipks=Np*Ipk /Ns代入Io=(Td/T)*Ipsk/2 ，得到Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2。可以看出Np,Ns为常数，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的电流输出。市面上很多IC固定Ipk的方式是限制初级MOS取样电阻上的峰值电压，同时为了避免寄生电容在导通时产生的电流尖峰，会加入一段消隐时间。Td/T 是由IC内部固定的。OB的是0.5（他是给出TD同频率的关系），BYD的1508是直接给来的0.42。仙童的没有直接给出1317没直接给出这个值，而是给出了一个计算初级电流的公式。也是间接告诉了Td/T 。CC时，在不同输出电压情况下，工作在PFM模式以保证固定的Td/T而实现稳定的输出电流。这就是实现恒流的基本原理，输出电压变化时能保证电流不变。只要保证IC Td/T 的精度，以及初级峰值电流的限流精度就可以得到较高的输出电流精度。这两部分基本上取决于IC。取样电阻保证是没有问题的。Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2。可以看出Np,Ns为常数，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的电流输出。CC时，负载电压变化会引起频率的变化，电压高时频率高，低时频率也减少。从而保证稳定的输出电流。后面会分析一下，关于PSR如何补偿电感量变化，以及合理的电感量选择。电容端变化是有个过程的。在CC模式时，当负载变小的，输出电压下降，Td和T会同时增大，但比例不变。由于Ipk*ton是不变的。由于Vin和L是不变的。根据伏秒变衡。Vin*Ton=N*Vo*Td,Vin和Ton是不变的，N为常数，所以输出负载的变化会引起输出电压的变化，输出电压的变化会引起Td的变化，而Td/T是被IC固定的。所以最终是频率的变化再讲讲PSR对电感量补偿的原理。看过PI LN60X实验视频的朋友可以看到他们的PSR对电感量有补偿。当电感量低出设计正常值时，达成同样的峰值电流需要的时间就短了，t=L*I/V,I在DCM模式时等于峰值电流，而峰值电流是固定的。V就是Vin,为常数。所以L低会导致t下降，也就是Ton下降。根据伏秒平衡，Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns。Np,Ns为常数，Ton的下降同样也导致Td下降。由于Td比上周期T为固定值，Td下降导致T变小，所以频率就升高了。但是由于有最高频率的限制。所以设计时要注旨在最重负载时，频率不能工作在最高频率，这样电感量的变化将得不到补偿。应适当低于最高工作频率。电感量高出正常值时，结果当然是相反的。Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2。只要Ipk,Td/T不变，输出电流也就不变。所以电感量变化引起的是频率的变化。从公式P=1/2*I*I*L*f也可以看出。I固定，输出功率不变，L的变化引起的是频率f的变化。但一定要注意最高工作频率限制。电源参数（7*1W LED驱动）： 输入 AC 90-264V 输出：25.8V 0.3A从IC资料上可以看出Td/T=0.5 CS脚限制电压Vth_oc为0.91V FB基准为2V，占空比D取0.45 Vin取90V 整流管VF取0.9 最高开关频率取50KHZ 变压器用EE16，AE=19.3mm2 VCC供电绕组电压取22V（考虑到不同串数LED的兼容性VCC绕组电压取得较高，但通常根据经验，取芯片最大值减去2v） 1、计算次级峰值电流Ipks：Io=(Td/T)*Ipsk/2Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A2、计算反射电压Vor：根据伏秒平衡Vin*Ton=Vor*TdVin*Ton/T=Vor*Td/TVin*D=Vor*Td/T90*0.45=Vor*0.5Vor=81V3、计算匝比NVor=(Vo+Vf)*NN=81/(25.8+0.9)=3.034、计算初级峰值电流（考虑到初级电流一部分在转换时的损耗，如吸取中的一部分损耗，磁芯损耗，输出电容损耗，次级铜损）初级电流损耗取输出电流的7%Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.4245、计算初级电感量Vin/L=I/t DCM模式时I等于Ipkvin/L=Ipk/(D/f)L=vin*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH6、计算初级圈数Np,Ns(B取0.3mT)NP=L*I/(AE*B)=1.91*0.424/(19.3*0.3)*103=140TSNS=NP/N=140/3=46.6TS 取47TS时反算47*3.03=142TSNA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS7、电压取样电阻当供电绕组电压取22V时，FB基准为2V ，上下取样电阻正好为10比1，取6.8K和68K8、电流检测电阻RcsRcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15 用2.7并11欧电阻9、二极管反压=Vin_max/N+Vo=264*1.41/3.03+25.8=149V 取耐压200V的SF1410、MOS耐压及 漏感尖峰取 Vlk75V=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V 考虑到功耗选用2N60。（【 一款小功率PSR电源设计过程 】返回前页输入 AC 90-264V 输出：25.8V 0.3A方案采用芯联半导体的CL1100(见附件）CL1100_CN 从IC资料上可以看出Td/T=0.5 CS脚限制电压Vth_oc为0.91V FB基准为2V占空比D取0.45 Vin取90V 整流管VF取0.9 最高开关频率取50KHZ 变压器用EE16，AE=19.3mm2 VCC供电绕组电压取22V（考虑到不同串数LED的兼容性VCC绕组电压取得较高，但通常根据经验，取芯片最大值减去2v）1，计算次级峰值电流Ipks：Io=(Td/T)*Ipsk/2Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A2，计算反射电压Vor：根据伏秒平衡Vin*Ton=Vor*TdVin*Ton/T=Vor*Td/TVin*D=Vor*Td/T90*0.45=Vor*0.5Vor=81V3,计算匝比N，Vor=(Vo+Vf)*NN=81/(25.8+0.9)=3.034,计算初级峰值电流（考虑到初级电流一部分在转换时的损耗，如吸取中的一部分损耗，磁芯损耗，输出电容损耗，次级铜损）初级电流损耗取输出电流的7%Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.4245,计算初级电感量Vin/L=I/t DCM模式时I等于Ipkvin/L=Ipk/(D/f)L=vin*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH6,计算初级圈数Np,Ns(B取0.3mT)NP=L*I/(AE*B)=1.91*0.424/(19.3*0.3)*103=140TSNS=NP/N=140/3=46.6TS 取47TS时反算47*3.03=142TSNA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS7，电压取样电阻当供电绕组电压取22V时，FB基准为2V ，上下取样电阻正好为10比1，取6.8K和68K8，电流检测电阻RcsRcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15 用2.7并11欧电阻9，二极管反压=Vin_max/N+Vo=264*1.41/3.03+25.8=149V 取耐压200V的SF1410，MOS耐压及 漏感尖峰取 Vlk75V=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V 考虑到功耗选用2N60.那要看你芯片的FB脚了，一般Vout=Vref*（1+Ra/Rb)Ns/Na,假如只是电压采样，正常来比例对就可以，当然现在很多IC，FB尚有线损补偿功能，那阻值就得固定了。怎么根据线损补偿拟定阻值呢？我哪个补偿系数是Vcs=-1.1*1000000*Va。阈值是辅助电压是一般芯片都有说明的，不同的芯片线损补偿方式不同，有的通过固有的comp脚加一电容进行补偿，有的就通过内置电流流经电阻分压器在FB脚产生线补，这时芯片有个最大线损补偿电流Icomp,再根据你的用的线，拟定线损压降V（一般充电器0.25-0.3V），V/Vout=0.5*Icomp*(Ra/Rb)*106（某芯片说明），就可以拟定Ra和Rb了。从你的规格书可以看出，线补偿Vcs=-1.1*10-6*Vaux/Rfbh，Vaux是反馈绕组电压（变压器匝比拟定），看你需要补多少电压了，直接带进去算分压上电阻Rfbh就出来了，再根据你的阈值电压1V，下电阻也就出来了。线电压补偿就是，你的输出电压为了能达成空载与带载电压接近，调整率的问题，这重要看你电源带多少号线（尚有线长）以及你的输出电流多大，那么线损就知道了，而空载是没有线损的，假如你是5V1A的，线用24#180CM，电压精度规定+/-5%,空载5V，那么他的线损大约在0.25V0.3V之间，假如带满载，电压就会低于4.75V以下，这时你有线电压补偿功能，补偿与线损相等的电压，那么你的带载电压就和空载电压接近了，从而保证+/-5%的精度。接着上面的实例。电源参数（7*1W LED驱动）： 输入 AC 90-264V 输出：25.8V 0.3A方案采用芯联半导体的CL1100从IC资料上可以看出Td/T=0.5 CS脚限制电压Vth_oc为0.91V FB基准为2V占空比D取0.45 Vin取90V 整流管VF取0.9 最高开关频率取50KHZ 变压器用EE16，AE=19.3mm2 VCC供电绕组电压取22V（考虑到不同串数LED的兼容性VCC绕组电压取得较高，但通常根据经验，取芯片最大值减去2v）1，计算次级峰值电流Ipks：Io=(Td/T)*Ipks/2Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A2，计算反射电压Vor：根据伏秒平衡Vin*Ton=Vor*TdVin*Ton/T=Vor*Td/TVin*D=Vor*Td/T90*0.45=Vor*0.5Vor=81V3,计算匝比N，Vor=(Vo+Vf)*NN=81/(25.8+0.9)=3.034,计算初级峰值电流（考虑到初级电流一部分在转换时的损耗，如吸取中的一部分损耗，磁芯损耗，输出电容损耗，次级铜损）初级电流损耗取输出电流的7%Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.4245,计算初级电感量Vin/L=ΔI/Δt DCM模式时ΔI等于Ipkvin/L=Ipk/(D/f)L=vin*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH6,计算初级圈数Np,Ns(B取0.3mT)NP=L*I/(AE*B)=1.91*0.424/(19.3*0.3)*103=140TSNS=NP/N=140/3=46.6TS 取47TS时反算47*3.03=142TSNA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS7，电压取样电阻当供电绕组电压取22V时，FB基准为2V ，上下取样电阻正好为10比1，取6.8K和68K8，电流检测电阻RcsRcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15 用2.7并11欧电阻9，二极管反压=Vin_max/N+Vo=264*1.41/3.03+25.8=149V 取耐压200V的SF1410，MOS耐压及 漏感尖峰取 Vlk75V=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V 考虑到功耗选用2N60.附上电流有效值计算器。方便计算线径和MOS导通损耗大牛独创：反激式开关电源设计方法及参数计算介绍开关电源的书籍很多，但是大都过于繁杂，学习和消化完一本书需要大量的时间精力，而即便完毕了这一艰巨的任务，设计者也不见得具有独立设计一个完整电源系统的能力。这里笔者根据自己所学知识和实际经验谈下反激式开关电源的设计方法，并结合实例变压器设计的具体计算过程。这是笔者去年做完第一个反激式电源后写的，内部有各个元器件选取的具体计算公式。关于RCD钳位的，目前还没有非常好的计算方法，采用的是实验为主的方法，所以大家有好的方法，欢迎补充修改。开关电源的出现使得使用市电的设备辞别了笨重的变压器和需要使用庞大散热器的线性稳压器，电子产品做到了更小的体积、更轻的重量和更高的效率。但是，开关电源使得设计门槛大大提高，它规定设计者在电路和磁学上必须有深刻的理解。介绍开关电源的书籍很多，但是大都过于繁杂，学习和消化完一本书需要大量的时间精力，而即便完毕了这一艰巨的任务，设计者也不见得具有独立设计一个完整电源系统的能力。这里笔者根据自己所学知识和实际经验谈下反激式开关电源的设计方法，并结合实例变压器设计的具体计算过程。由于笔者接触开关电源时间不长，文中疏漏与不妥之处难免，还望读者批评指正。1.基本反激变换器原理在讨论具体的设计环节之前，我们有必要介绍一下反激式开关电源的原理。对于反激式开关电源，在一个工作周期中，电源输入端先把能量存储在储能元件(通常是电感)中，然后储能元件再将能量传递给负载。这好比银行的自动取款系统，银行工作人员天天在某一时间段向自动取款机内部充入一定数目的钱(相称于电源输入端向储能元件存储能量)，一天中剩下的时间里，银行用户从取款机中将钱取走(相称于负载从储能元件中获取能量)。在银行工作人员向取款机充钱的时候，用户不能从取款机中取钱;客户正在取钱的阶段，银行工作人员也不会向存款机里面充钱。这就是反激式开关电源的特点，任何时刻，负载不能直接从输入电源处获取能量，能量总是以储能元件为媒介在输入电源和负载间进行传递的。下面来看图一，这是反激式变换器的最基本形式，也就是我们常说的buck-boost(或者flyback)拓扑。当开关闭合时，输入电源加在电感L上，流过电感的电流线性上升，上升斜率就是输入电压与电感量的比值(在这里以及以下讨论中，我们忽略了开关管的压降，但是不忽略二极管的压降，这将更符合后面关于离线式反激变换器的实际情况)，如下式：在之一过程中，电能转换成磁场能量储存在电感内，电感量一定期，时间越长流过电感的电流越大，电感中储存的能量也就越大，电感内部储能大小如下式：开关闭合期间，二极管D是反偏的，输入到输出端没有通路，电源输入端和电感都不向负载提供能量。当开关断开时，电感需要通过维持电流的恒定来阻止磁通量的突变，但此时电源输入端和电感之间没有通路，所以电感两端的电压必须反向(本来的上正下负变为上负下正)，使得二极管D正偏导通，储存在电感内部的能量一方面传递给负载，另一方面装换成电场能储存在输出电容Co当中。电感中的电流线性下降，下降斜率为电感上电压与电感量的比值，而此时电感上的电压等于输出电压加上二极管的正向压降，如下式：以上讨论了一个开关周期的情况，为了电路可以连续稳定工作，必需满足一定的条件，我们仍然以银行自动取款系统做比方。试想，假如一天过去后，取款机里面的钱尚有剩余，那么第二天银行工作人员就必需减少充入的钱的数目，否则，取款机就肯定放不下这么多钱。电路中也是同样，假如开关关断的时候，电感内部的能量没有完全转移出去(被负载消耗或者存入输出电容中)，那么接下来开关闭合的时间Ton就必需减小，否则周而复始的话，电感中的电流会不断积累，最终使得电感饱和，换一句话说，为了系统稳定工作，必须满足的条件就是开关闭合期间电感的电流增长量必须等于开关断开器件电流的减小量，即下式：以一个完整的周期分析，对上面的式子化简得到：从上面的式子可以看出，系统维持稳定工作的条件就是开关闭合时电感上的电压与开关闭合时间的乘积等于开关关断时电感上的电压与开关关断时间的乘积相等，这也就是伏秒数数守恒，这两个乘积其中的一个叫做电感的伏秒数。从上面的一系列式子可以看出，伏秒数描述了电感中电流的变化量，事实上相应着电感中储存的可以被运用的能量。下面给出基本反激变换器的电感电流波形。如图二所示，以一个周期为例，从A点到C点间，开关闭合，电感电流线性上升，在此期间电感电流即开关管电流;从C点到B点，开关断开，电感电流线性下降，在此期间电感电流即二极管电流。图中可以看出，流过电感的平均电流等于电感的峰值电流和谷值电流的中间值。而流过开关管和二极管的平均电流可以由下式拟定：这里引出了占空比D的概念，即开关启动时间与开关周期的比值。从伏秒数守恒的关系式我们可以得到基本反激变换器中占空比的计算式如下：从图一中，我们看到电源输入端只与开关管相连，所以输入电流即开关管电流，也就是开关闭合时的电感电流;输出端只与二极管和电容相连，又由于电容器不也许流过直流，所以平均输出电流等于平均二级管电流，即有下式成立：最后我们给出一个很重要的定义，那就是纹波系数，在不同的书籍和文献中，纹波系数的定义有一定的区别，为了方便我们接下来的讨论和计算，在这里将纹波系数KRF定为电感电流变化量的一半比上电感平均电流，即：图二电路中，整个开关周期内，流过电感的电流始终不为零。当输出电流减小时，相应的电感平均电流也减小，假如开关周期、电感量以及输入输出电压不变的话，电感中电流的变化量保持不变，那么，就也许出现电感中变化的电流大小等于或者大于平均电流两倍的情况。这个时候，每一个周期内，开关闭合时，电感电流从零开始上升，开关断开后，电感电流会下降到零。也就是说，此时的KRF等于或者大于1，这就是我们说的临界工作模式和断续工作模式。相相应的电感电流始终不为零的情况就是连续工作模式。在反激式变换器中，电感量取值越大，电流的变化量(纹波电流)就越小，在相同输出电流情况下，越不容易进入断续模式;反之，电感量取值越小，纹波电流越大，在相同的输出电流情况下，越容易进入断续工作模式。通常在设计过程中，我们可以设定在某一输出电流(即输出功率)时变换器进入临界模式，电流大于设定值时就进入连续工作模式，小于这一值时进入断续工作模式(即KRF在0到1之间)。也可以将变换器设计为一直工作在临界模式或者断续模式(即KRF大于等于1)，特别是在单级PFC反激式变换器以及准谐振反激式变换器中，这种方式应用较多。本文以下的讨论均以连续模式为例。上面讨论了基本反激变换器满足的基本关系式，接下来一节我们开始讨论隔离输出的反激变换器原理。（待续.）大牛独创（二）：反激式开关电源设计方法及参数计算上一节我们学习的是反激变换器满足的基本关系式，接下来继续学习隔离输出的反激式变换器和离线式反激变换器的设计及计算。本文是网友根据自己所学知识和实际经验所得，如有不妥，欢迎指正！希望对学习开关电源设计的朋友们有所帮助。2.隔离输出的反激式变换器电压和电流关系假如将图一中的电感换成耦合电感，使输入和输出加在不同的绕组上，得到图四a所示的电路。为了方便讨论，我们假设L1和L2的线圈匝比为n，耦合系数为1。当开关闭合时，电源输入端向电感L1中存储能量，根据同名端的关系，L2中感应出上正下负的电压，二极管D反偏。在开关关断前的一瞬间，L1中的电流上升到最大值，在开关关断瞬间，L1与输入端没有通路，为了阻止磁通量的突变，L2上的电压反向，使得输出二极管正偏导通，存储在磁芯中的磁场能转移到输出电容和负载中。图四：隔离输出的反激变换器原理图图四a给出的电路就是离线式反激变换器的雏形了，在实际应用中，我们往往把开关管放在电源输入的负端，并且输出为上正下负看起来也比较习惯，于是得到了图四b所示的反激式变换器基本结构。一方面我们讨论图四b所示电路中L1和L2中的电流，图五给出了相应的波形图。开关关断瞬间，磁通量不能突变，所以L2中的电流等于关断前一瞬间L1电流值的n倍(n为L1和L2线圈匝比)。开关闭合瞬间，为了阻止磁通量突变，L1中电流等于闭合前一瞬间L2中电流的1/n.。又由于在开关闭合期间和开关断开期间L1和L2中电流都是线性变化的，所以我们可以得出如下的关系式：从上面的关系式进一步得到：阅读上一节：上面式子中的n=N1/N2，其中N1为L1的线圈匝数，N2为L2的线圈匝数。图五：隔离输出的反激式变换器初次级电感电流波形接下来讨论L1和L2的电压关系，图六给出了相应的波形图。开关闭合期间，根据同名端和匝比的关系，L2上感应出上负下正的电压，大小为Vin/n；开关关断期间，L2上的电压等于输出电压加上二极管电压正向压降，极性为上正下负，设这个电压为VL2，则根据同名端和匝比关系，L1上的感应电压为nVL2，极性变为上负下正。我们把这个电压叫做次级反射电压Vor。图六：隔离输出的反激变换器输入输出电压波形前面提到，为了维持变换器的稳定工作，开关闭合期间电感上电压与闭合时间的乘积应等于开关断开期间电感上电压与断开时间的乘积。对于耦合电感，我们计算时将开关闭合和断开期间的电压所有这算到初级来计算的话，就有如下关系：不难看出，对于当输入电压最低时，占空比最大。在反激式开关电源中，最大占空比是一个很重要的参数，对于连续模式的反激式变换器，一般情况下，最大占空比限定在0.5以内，超过0.5的话，容易出现次谐波振荡。不可忽略的是，实际工程中L1不也许和L2形成抱负的全耦合，L1中有少量的磁通不能完全耦合到L2中，等效为L1上串联一个电感量较小的电感，也就是常说的漏感Lleak。在开关断开瞬间，这部分不能耦合到L2中的磁通也不能突变，于是Lleak试图通过将电压反向来续流，此时开关闭合，没有续流通道，于是Lleak上感应出一个很高的尖峰电压Vpk，这个电压和上面的反射电压方向相同。在开关断开的瞬间，电源输入电压、次级反射电压和漏感尖峰电压一起加在开关管上，由于漏感尖峰电压通常很高，可以瞬间导致开关管的损坏，实际电路中一般要进行钳位解决。3.离线