宽带放大器的设计与研究.doc

系统设计方案论证和比较 1.1 系统总体设计及原理方框图 整体电路方框图如图 2-1 所示。采用新型 STC89C58RD 单片机作为控制器，实现增益控制和人机对话。放大部分有前级跟随、可控增益放大和后级放大三部分构成。前级缓冲可以提高放大器的输入阻抗，后级放大实现电压放大和负载驱动。其中加入滤波装置，设计 10MHz 的 LC 巴特沃斯低通滤波器来提高系统控制效果。用户通过矩阵键盘预置增益值，单片机通过高精度 DA 转换产生控制电压实现对放大器增益的精确控制。AD 转换将输出电压的有效值送回给单片机，实现液晶显示。图 2-1 系统原理方框图 1.2 方案论证和比较 1.2.1 前级放大部分 方案一：采用共源共基差分式放大电路，该电路具有较高的输入阻抗，并且共基电路一方面可以扩展电路高频响应，同时又将共源电路负载电路隔离，使负载电阻产生的热噪声通过 Cgd耦合到输入端，可以达成提高抗噪声性能。但这种电路结构其抗噪声能力关键取决于所用器件，由于特性一致的晶体管和场效应管不容易购买，若采用一致性稍差的管子，其抗噪声性能会明显减少。5 方案二：使用宽带运算放大器，采用电压跟随器形式可以克制共模信号减少噪声，并能提高输入阻抗。方案比较：方案二其抗噪性能不一定优于方案一，但电路形式简朴，易于调试，并且期间易于购买，可以满足题目的输入阻抗的规定故选取该方案。1.2.2 可控增益放大部分 方案一：采用分立元件。运用高频三极管构成多极放大电路实现满足增益40dB 规定，同时用二极管在输出端检波产生电压反馈，实现自动增益控制的目的。由于采用分立元件，致使电路复杂，不易实现增益的精确控制，电路稳定度差，容易产生自激，频带内增益的稳定也不易实现。方案二：选择高速、宽带放大器，组建两级放大电路，可以用继电器或模拟开关构成电阻网络。通过单片机控制继电器的导通与关断，来选择不同的增益调节。但是控制的数字量和最后的增益(dB)不成线性关系而是成指数关系，导致增益调节不均匀，精度下降。同时，假如使用模拟开关，其导通电阻较大，并且各通道信号会互相干扰，容易影响系统性能。方案三：直接选择可控增益放大器 AD603 实现，其内部有梯形电阻网络和固定增益放大器构成，加在其梯形网络输入端的信号经衰减后，由固定增益放大器输出，衰减量是由加在增益控制接口的参考电压决定；而这个参考电压可通过单片机进行运算被控制 D/A 转换器输出控制电压得到，从而实现精确的控制。此外AD603 能提供 30MHz 以上的带宽，两级级联后得到 40dB 以上的增益，这种电路有优点电路集成度高，条理清楚，控制方便，易于数字化解决。局限性之处是两级可变增益放大器串联会导致零点漂移过大，有也许导致同频带下降，波形失真等不良影响。方案四：采用可变增益放大器和固定增益放大器结合方式，通过继电器的通断来控制固定增益放大器的使用与否。当设定增益较低时，只使用可变增益放大器进行调节；当设定增益较高时，可变增益放大器无法单独完毕增益放大规定，通过继电器的切换选择，固定增益放大器投入使用，即可完毕任务规定。解决了两级可变增益放大器串联导致零点漂移过大，但需要元器件难以获得，并且控制规律复杂，不易进行程序设计。6 方案比较：方案一采用分立元件，弊端极多，不予考虑；方案二存在阻抗匹配的问题，并且自行搭建的电阻网络，也许会导致系统干扰变大，且面临步进难以进一步细分的困难，且增益量（dB）不成线性；方案四可以较好的实现题目，但需要元器件难以获得，并且控制规律复杂，不易进行程序设计。现阶段很难实现。方案三可以达成步进 0.2dB 的精度，单片机易于控制，自动增益控制也可以通过软件方法来实现，考虑到可以实现系统规定，通过一些电路设计改善措施，可以克制零点漂移，因此最终选择了方案三。1.2.3 功率放大部分 方案一：采用晶体管单端推挽放大电路。该电路广泛应用于示波器、显像管中。通过多级深度负反馈和各种回路补偿扩展通频带。为获得较低的通频带下限频率，可用直接耦合方式，而直接耦合的多级放大器工作点调试繁琐，需要较丰富的实践经验。并且若要得到较高的输出电压，晶体管放大电路对电源电压规定较高。7原理图见图 2-2。图 2-2 功率放大部分方案一原理图 方案二：采用高速、宽带放大器 AD811 作为后级放大。AD811 的单位增益带宽为 140MHZ，摆率为 2500V/uS，输出电流可达 100mA，完全可以满足规定。方案比较：方案二采用集成运放电路简朴，干扰较少，很容易实现放大器的稳定性和带内幅度稳定的规定；方案一采用分立元件虽节省了成本，但系统干扰也许会较大，调试也比较麻烦，综合考虑选择方案二。1.2.4 有效值检测部分 方案一：运用高速 ADC 对电路进行一周期数据采样，将一周期内的数据输入单片机并计算其均方根值，即可得出电压有效值（式 21）。此方案具有抗干扰能力强、设计灵活等优点，但是调试困难，需要高速 AD 进行采样和高速解决器进行数据解决，不易实现。8 211niiUUN （21）方案二：对信号进行精密整流并积分，得到正弦电压的平均值，再进行 ADC采样，运用平均值和有效值之间的简朴换算关系，计算出有效值并显示。只用了简朴的整流滤波电路和单片机就可以完毕交流信号的有效值的测量。但此方法对非正弦波的测量会引起较大的误差。方案三：采用集成真有效值变换芯片 AD637，AD637 是 AD 公司 RMS-DC 产品中当前国际上转换精度最高(指加外部精调电路后)及频带最宽的真有效值转换器，并且 AD637 可以对输出电平信号的以 dB 形式指示，可以测出任意波形交变信号的有效值。器外围器件少、频带宽，输出有效值用 A/D 采样来进行单片机解决。方案比较：从实现难度和操作难易方面综合考虑，选择方案三。变换芯片选用 AD637。AD637 是真有效值变换芯片，它可测量的信号有效值可高达 7V，精度优于 0.5，且外围元件少，频带宽，对于一个有效值为 1V 的信号，它的 3dB带宽为 8MHz,并且可以对输入信号的电平以 dB 形式指示，该方案硬件、软件简朴，精度也很高。第二章 硬件电路设计 2.1 单片机显示控制模块 2.1.1 单片机最小系统 1、单片机 STC89C58RD 系统核心控制器件采用宏晶科技公司生产的新型单片机 STC89C58RD，此款单片机加密性较强。具有超强抗干扰能力：（1）高抗静电（ESD 保护）；（2）轻松过 2KV/4KV 快速脉冲干扰（EFT）测试；（3）宽电压，不怕电源抖动；（4）宽温度范围，-4085。并具有超低功耗和对外部电磁辐射抗干扰性能。9 STC89C58RD 具有丰富的硬件资源，提供灵活、高效的多方面控制应用。芯片内含 32K flash 存储器，1280B RAM 存储器，16K EEPROM 存储器，由于本系统代码量较大，使用此款单片机可以不用再去扩展外部存储器，简化了硬件设计。其与 AT89C51 系列可完全兼容，也不需要再去学习新的指令系统，移植性较好。STC89C58RD 提供 32 个 I/O 通道、三个 16 位定期器/计数器、6 个中断源以全双工串行接口，片内振荡器及时钟电路。STC89C58RD 支持两种软件可选的接电工作模。空闲方式停止 CPU 的工作，但允许 RAM，定期/计数器，串行通信口及中断系统继续工作。掉电方式保存 RAM 中的内容，但振荡器停止工作，并严禁其他所有器件工作知道下一个硬件复位。较传统 51 内核单片机，STC89C58RD使用经典的 RS232 标准串口就可以实现 ISP 程序下载功能。STC89C58RD 单片机在线编程典型电路如图 3-1 所示。图 3-1 STC89C58RD 单片机在线编程典型电路 2、时钟电路 单片机虽然有内部振荡电路，但要形成时钟，必须外部附加电路。STC89C58RD单片机的时钟产生方式有两种：内部震荡方式和外部时钟输入方式。本系统采用的是内部时钟方式。STC89C58RD 单片机中有一个用于构成内部振荡器的高增益反向放大器，引脚 XTAL1 和 XTAL2 分别在该放大器的输入端和输出端。外接石英晶体振荡器及瓷片电容接在放大器的反馈回路中构成并联振荡电路。电容的容量大小有也许影响振荡频率的高低、振荡器工作的稳定性、起振的难易以及温度的稳定性。推荐使用两片 30pF 陶瓷电容。本系统采用 11.0592MHz 晶振和 30pF 电容构成时钟电路。时钟电路如图 3-2。图 3-2 时钟电路 3、复位电路 几乎所有单片机都需要复位电路，复位电路的基本功能是：在单片机上电时能可靠复位，对单片机进行初始化操作，是单片机内部各寄存器处在一个拟定的初试状态，以便进行下一步操作。图 3-3 复位电路 要实现复位操作，需要在单片机的 RESET 引脚上施加 5ms 的高电平信号。单片机的复位电路有两种形式：上电复位和按钮复位。如图 3-3 所示，此电路包含了以上两种形式。上电复位是运用电容的充电来实现的，由于电容两端电压不能突变，上电瞬间 RESET 端的点位与 Vcc 相同，随着电容上储能增长，电容电压也增大，充电电流减少，RESET 端的电位逐渐下降。这样在 RESET 端就会形成一个脉冲电压，调节电容和电阻的大小来改变脉冲电压的宽度。通常采用 10F 的电解电容和 1k的电阻。按键复位电路是通过按下复位按钮时，电源对 RESET 端维持两个机器周期的高电平来实现复位的。10 2.1.2 输入设备键盘 键盘是计算机不可缺少的输入设备，是实现人际对话的纽带。键盘可以分为：独立键盘和矩阵键盘两种。独立键盘与单片机连接时，每一个按键都要占用单片机的一个 I/O 口，由于本系统需要较多按键，使用独立按键就需要占用过多的 I/O 口资源。单片机的I/O 口资源往往比较宝贵，当用到多个按键时，往往采用矩阵式键盘。本系统采用 44 矩阵键盘。矩阵键盘电路如图 3-4，将 16 个按键排成 4 行、4 列，第一行将每个按键的一端连接在一起构成行线，第一列将每个按键的另一端接到一起构成列线，这样就一共有 8 根线，我们将这 8 根线连接到单片机的 8个 I/O 口上，通过程序扫描键盘可检测 16 个键。10 图 3-4 矩阵键盘电路图 无论是独立键盘还是矩阵键盘，单片机检测其是否被按下的依据都是同样的，也就是检测与该键相应的 I/O 口是否为低电平。独立键盘有一端固定为低电平，单片机写程序时检测比较方便。而矩阵键盘两端都与单片机 I/O 口相连，因此检测时需要人为通过单片机 I/O 口送出低电平。检测时，先送一列为低电平，其余几列全为高电平，然后立即轮流检测一次各行是否有低电平，若检测到某一行为低电平，则我们可以确认当前被按下的键值，用同样的方法轮流送各列一次低电平，在轮流检测一次各行是否变为低电平，这样即可检测完所有的按键，当有键被按下时便可判断出按下的键值。这就是矩阵键盘检测的原理和方法。2.1.3 输出设备1602 液晶显示 一个单片机应用系统中，显示是人机通道的重要组成部分。显示器是计算机用来显示数据和结果的必要设备。目前广泛使用的显示器件重要有 LED 数码管、LCD 液晶。LED 数码管其特点是工作电压低，清楚悦目，体积小，寿命长，工作可靠，颜色丰富，响应速度快等，但其只能显示阿拉伯数字和少量字符，不能完毕本系统显示规定。同时数码管需要动态扫描，占用大量 CPU 资源，实践中很容易导致时序混乱。LCD 液晶显示器是运用液态晶体的光学特性来工作的。它具有工作电压低、耗电省，成本低等优点。缺陷是远距离显示不够清楚，工作温度范围较窄。本系统显示只需要近距离观看，同时工作在室温，可以忽略其缺陷。液晶显示尚有一个突出有点，占用 I/O 口较少，内部具有存储器，不需要占用大量 CPU 资源去维持显示。本系统采用 1602 液晶显示器，每行显示 16 个字符，可以显示两行。可以很好完毕本系统的显示任务。1602 液晶显示器为 5V 电压驱动，带背光，内含128 个字符的 ASCII 字符集库，只有并行接口，没有串行接口。其连接电路如图3-5 所示。图 3-5 1602 液晶显示与单片机接口 2.1.4 A/D 和 D/A 转换器 1、A/D 转换器 本系统在进行系统输出有效值检测时，需要将模拟量通过 A/D 转换器转换成数字量，通过输入通道传送给单片机。为了提高测量精度，本系统采用 12 位 A/D 转换器 MAX197，单 5V 电源供电，8 通道模拟量输入。MAX197 内部有一控制器，通过输入控制字可以决定工作模式：时钟工作模式、输入电压极性和量程选择、模拟量输入通道选择。如图 3-6 为MAX197 的典型接法。由于 MAX197 是 12 位 A/D 转换器，本来需要 12 根数据线。为了减少 I/O 资源的占用，采用 8 根数据线分时复用，先传送低四位数据 D3D0，再传送高八位数据 D11D4。这种设计巧妙的减少了 I/O 资源的使用，程序设计上只要按照时序说明，就可顺利采集到数据。11 图 3-6 MAX197 典型接法 2、D/A 转换器 本系统规定进行增益可控，为了实现这一功能，采用可控增益放大器 AD603来实现增益可控。通过改变 AD603 的 1、2 管脚间的参考电压进而放大器的增益。这个参考电压需要通过单片机控制 D/A 转换器产生。为了提高控制精度，本系统采用 12 位 D/A 转换器 DAC667 来实现增益可控。DAC667 内部具有精密电压基准，微计算机接口逻辑，双缓冲锁存和一个带有电压输出放大器的 D/A 转换器。高速电流开关和激光微调薄膜电阻网络保证 D/A转换器的高精度和高速度。DAC667 采用双电源12V15V 供电，低功耗。12 DAC667 同样采用数据线复用，分时传送的方法。如图 3-7 所示，采用 4 位 I/O传送方式，通过改变控制端 A3A0 电平，进行数据的分时传送，先传送低四位，再 传 送 中 四 位，最 后 传 送 高 四 位，大 大 减 少 了 I/O 资 源 的 使 用。图 3-7 DAC667 典型接法 2.2 系统核心部分模块 2.2.1 前级放大部分 由于 AD603 输入阻抗小，大约只有 100，设计规定放大器的输入阻抗1K，故需要加入前级缓冲部分来提高输入阻抗。本方案前级采用正向跟随器；此外前级电路对整个电路的噪声影响非常大，必须尽量减少噪声的干扰，增强系统的稳定性。故采用高速低噪声宽带电流反馈型放大器 AD818 做前级缓冲，其带宽增益积为 100MHz，其输入阻抗为 0.5M完全符合设计的规定。如图 3-8 所示为输入缓冲级的电路连接原理图。图 3-8 输入缓冲级电路连接原理图 2.2.2 可控增益放大部分 增益放大控制部分采用可控增益放大器 AD603 实现，其内部有梯形电阻网络和固定增益放大器构成，加在其梯形网络输入端的信号经衰减后，由固定增益放大器输出，衰减量是由加在增益控制接口的参考电压决定，即 GPOS 与 GNEG 两端电压差，而这个参考电压可通过单片机进行运算被控制 D/A 转换器输出控制电压得到。如图 3-9 所示为 AD603 内部结构图。图 3-9 AD603 内部结构图 固定增益放大器的增益 Gain 通过 VOUT 与 FDBK 端的连接形式拟定，本设计采用宽频带模式（90MHz 带宽），即 VOUT 与 FDBK 端短路连接，如图 3-10 所示，AD603的增益被设立为-10dB+30dB。图 3-10 AD603 宽频带连接方式 AD603 的基本增益可以用下式31算出：GGain(dB)=40V +10 （31）其中，VG是差分输入电压,即 GPOS 与 GNEG 两端电压差，单位是 V，范围为0.5V0.5V。Gain 是 AD603 的基本增益,单位是 dB。变化范围为10dB30dB。13 为满足题目规定最大增益40dB 规定,需要进行两级级联，如图 3-11 所示，图 3-11 可控增益放大级电路连接原理图 那么级联后总增益为：GGain(dB)=80V +20 （32）总增益变化范围是20dB+60dB，可以满足题目增益 10dB+40dB 规定。14 从 3-2 式可以看出，以 dB 作单位的对数增益和电压之间是线性的关系。由此可以得出，只要单片机进行简朴的线性计算就可以控制对数增益，增益步进可以很准确的实现。15 2.2.3 低通滤波部分 为了满足题目带宽规定，同时克制高频干扰。在可控增益放大部分之后加入一个低通滤波器。低通滤波器采用一个无源 LC 滤波器，它是运用电容和电感元件的电抗随频率的变化而变化的原理构成的。无源 LC 滤波器的优点是：电路比较简朴，不需要直流电源供电，可靠性高；缺陷是：通带内的信号有能量损耗。为了使通带内的信尽量平坦，选用通带比较平坦的巴特沃斯滤波器。16 为满足题目规定，设计了一个 5 阶巴特沃斯 10M 无源低通滤波器，进行滤波。由于传统的设计方法，实现繁琐。需要进行理论推倒和公式化简，不易实现。本设计使用了专业滤波器设计软件 Filter Solutions 进行滤波器设计。如图 3-12为 Filter Solutions 的控制面板。图 3-12 Filter Solutions 控制面板图 以下是 5 阶巴特沃斯 10M 无源低通滤波器的设计环节：、根据滤波器的设计规定，在 filter type 中选择滤波器的类型为butterworth（巴特沃斯）；、在 filter class 中选择滤波器的种类为 Low Pass(低通）；、在 filter Attributes 中设立滤波器的阶数（Order）为 5，通频带频率（Passband frequency）为 10M；、在 Implementation 中选择有 passive（无源滤波器）；、在 Freq Scale 中选择 Hertz 和 Log，假如选择了 Rad/Sec，则要注意Rad/Sec6.28Hertz；、在 Graph Limits 中设立好图像的最大频率和最小频率，最大频率要大于通频带的截止频率；在 Passive Design/Ideal Filter Response 中观测传输函数(Transfer Function)、时域响应(Time Response)、零极点图(Pole Zero Plots)、频域响应(Frequency Response)的图像；、在Circuit Parmaters中设立源电阻(Source Res)和负载电阻(Load Res);最后点击 Circuits 观测滤波器电路图；根据以上环节完毕了一个 5 阶巴特沃斯 10M 无源低通滤波器的设计，如图3-12 所示为滤波器电路图。如图 3-13 所示为滤波器的频域响应图像。196pF196pF636pF1.288uH1.288uH5050AD603OUTFILTEROUT 图 3-12 低通滤波器电路图 图 3-13 滤波器的频域响应 2.2.4 功率放大部分 输出级承担 50的负载，基本规定输出电压的有效值大于 3V,同时由于低通滤波电路会导致信号衰减为本来幅值的一半，所以需要加后级功率放大电路。本设计采用高速单运放 AD811 完毕放大。AD811 为电流反馈型宽带运放，其带宽增益积为 140MHz，12V 供电，增益为 10 dB 的情况下，-3 dB 带宽达 100MHz,远远满足本系统的宽带放大规定，有12V 的输出摆幅，且输出电流最大可达100mA，完全可满足峰峰值规定。如图 3-14 所示为功率放大级的电路连接原理图。AD811AN32476100pF100pF22uF22uF12V-12V1k1kFILTEROUTPAOUT 如图 3-14 功率放大级电路连接原理图 2.3 有效值检测模块 设计引入电压有效值检测芯片 AD637 检测电压。AD637 可测量的信号有效值可高达 7V,AD637 是 AD 公司 RMS-DC 产品中当前国际上转换精度最高(指加外部精调电路后)及频带最宽的真有效值转换器，并且 AD637 可以对输出电平信号的以 dB 形式指示，可以测出任意波形交变信号的有效值。器外围器件少，频带宽；输出有效值用 A/D 采样来进行单片机解决，实现液晶显示。根据芯片手册所给出的计算真有经验公式为：2inmsmsVVV （33）其中，inV为输入电压，msV为输出电压有效值。AD637 的典型连接方式如图 3-15 所示。图 3-15 AD637 的典型配置方式及内部原理图 2.4 直流稳压电源模块 直流稳压电源模块在整个系统中有非常重要的作用。由于系统信号的频率较高，电源的稳定性决定着整个系统的稳定性，所以规定电源输出稳定，纹波小。考虑到开关稳压电源虽然效率高，但电路复杂,开关电源的工作频率通常为几十几百 KHz，基波与很多谐波均在本放大器通频带内，极容易带来串扰。线性稳压电源涉及并联型和串联型两种结构。并联型电路复杂，效率低，仅用于对调整速率和精度规定较高的场合；串联型电路比较简朴，效率较高，特别是采用集成三端稳压器，更是方便可靠。综合考虑以上因素，选择串联型线性稳压电源作为直流稳压电源模块。10 直流稳压电源通常由电源变压器、整流电路、滤波电路和稳压电路四部分组成。其原理框图如图 3-16 所示。图 3-15 直流稳压电源原理框图 其各部分介绍如下：1、电源变压器：将电网交流电电压 U1（220V）转换成整流电路所需要的电压 U2（1520V）。特别需要注意的是电源变压器的选型，由于电源需要提供正负电压，电源变压器需要带有中心抽头作为零电势点，否则无法产生负电压。2、整流电路：将交流电压 U2转换为单相脉动直流电压 U3。整流电路采用桥式整流电路，整流是运用二极管的单相导电性来实现的。输出电压的平均值可由公式34求得：3222012 22sin0.9UUUU d （34）3、滤波电路：将脉动直流电压滤除纹波，转换成纹波小的直流电压 U4。本设计采用大电容滤波。电容滤波是最简朴的滤波方式，它是在整流电路的负载上并联一个大电容 C。电容为带有正、负极性的大电容电容器。输出平均电压可按公式35 进行计算：431.2UU （35）4、稳压电路：起作用是将当交流电网电压波动或者负载变化时，保证输出直流电压稳定。稳压电路采用集成稳压模块实现。其中正负 12V，正负 5V 都可以使用相应的固定输出的三端稳压芯片，LM7805、LM7905、LM7812、LM7912。输出电压平均值可按公式 36 进行计算：4opUUU （35）式中，pU为稳压器的降压，一般为 215V。根据以上四个环节进行直流稳压电源的设计，其电路图如图 3-15 所示。图 3-17 直流稳压电源电路原理图 第三章 软件设计 3.1 软件开发环境 软件开发使用常见单片机集成开发环境 Keil Vision2 来编写程序。此环境支持众多不同公司的 MCS51 架构的芯片，集编辑、编译、仿真等于一体，同时还支持 PLM、汇编和 C 语言的程序设计，在调试程序、软件仿真方面也有很强大的功能。Keil C51 是 Keil Vision2 的 C 语言软件开发系统，与汇编相比，C 语言在功能上、结构上、可读性、可维护上有明显的优势，因而易学易用。用过汇编语言后再使用 C 来开发，体会更加深刻。Keil C51 软件提供丰富的库函数和功能强大的集成开发调试工具，全Windows 界面。此外重要的一点，只要看一下编译后生成的汇编代码，就能体会到 Keil C51 生成的目的代码效率非常之高，多数语句生成的汇编代码很紧凑，容易理解。在开发大型软件时更能体现高级语言的优势。3.2 软件设计流程 由于本系统中单片机只进行增益控制和电压有效值显示工作，所以软件设计比较简朴。系统软件显示了和谐的人机画面，启动后进入增益控制界面，可以通过按键调节增益，步进 5dB。17还可以通过液晶显示当前设定增益值和当前输出电压有效值。系统软件流程图如图 4-1 所示，程序清单见附录。图 4-1 系统软件流程图 第四章 抗干扰措施 4.1 硬件抗干扰技术 4.1.1 通带内增益欺负控制 本系统由多级放大单元构成，为了满足同频带内增益起伏控制，设计中均选择高速、宽带运算放大器，使其 1dB 带宽均满足题目规定，经测试发现，AD603随着增益增大，带宽略有下降，因此通过滤波级补偿，使信号在通频带内的增益更加平坦。4.1.2 线性相位 为了使系统在整个同频带内实现线性相位，在设计中严格按照阻抗匹配原则，使其负载呈纯阻性，构建闭路环。在输入级，将整个运放用较粗的地线包围，可吸取高频信号减少噪声。各个集成电路均加有退耦电容，减少寄生电感电容的影响。4.1.3 克制零点漂移 本系统重要由前置放大级、可控增益级和功率放大级这三部分组成，由于系统采用直接耦合，对于高增益电路，直接耦合时前级的微小变化对经放大后在后级产生较大偏置。故采用低压、低温漂的宽带运算放大器 AD818 构成前级放大电路，同时各级放大器引入负反馈共同克制零点漂移。4.1.4 系统的稳定性 系统的总增益为 040dB，因此抗干扰措施必须要做得很好才干避免自激和减小噪声。我们采用下述方法减少干扰，避免自激，提高系统的稳定性：1、构建闭路环。在输入级，将整个运放用较粗的地线包围，缩短地线回路，并可吸取高频信号减少噪声。在功率级、增益控制级也采用这种方法，能有效避免高频辐射；2、使用同轴电缆进行级联，输入级和输出级使用 BNC 接头。尽力避免信号传输过程中的高频干扰。3、合理布线。各部分摆放位置按照信号走向放置，减少板与板之间的连线长度。电源线、信号线采用跳线的方式代替裸露锡线，并加有滤波电容减少高频自激。4、为解决数字模块和模拟模块之间的共地问题，将数字部分和模拟部分分别共地，使用了 0 电阻连接两部分公共地。18 4.2 软件抗干扰技术 软件抗干扰技术是当系统收到干扰后使系统恢复正常运营或输入信号受干扰后去伪存真的一种辅助方法。所以软件抗干扰是被动措施，硬件抗干扰是积极措施。但是软件设计灵活，节省硬件资源。软件抗干扰的内容，其一是采用软件的方法克制叠加在模拟输入信号上噪声的影响，其二是由于干扰而使运营程序发生混乱，导致程序乱飞或者陷入死循环时，采用使程序纳入正规轨道的措施和方法。4.2.1 数字滤波技术 考虑到本系统在有也许受到偶尔因素的影响，导致输出不稳定，进而影响输出电压有效值的显示。采用中值滤波技术可以消除偶尔因素导致的脉冲干扰。本设计中值滤波重要是对系统输出有效值进行经 A/D 转换器采集数值进行解决，对这一被测量进行连续采样 N 次，然后把 N 次的采样值从小到大排队，再取中间值为本次采样值。用 C 语言编写的，运用“冒泡”程序设计算法实现的中值滤波程序如下：int comp(int num)unsigned int temp i,j;for(i=0;inum-1;i+)for(j=0;jnum-1;j+)if(valj MaxGain)newGain=0;/newGain%=MaxGain;Gain=newGain;break;case B:/set-5 newGain-=5;if(newGain 0)newGain=45;/newGain+=MaxGain;Gain=newGain;break;/end switch strNewVal8 =(char)(newGain/10)|0 x30;strNewVal9 =(char)(newGain%10)|0 x30;if(newGain 10)strNewVal8=;if(newGain=45)strNewVal9 =3;strNewVal11=5;EA=0;WriteStr(strNewVal,2);EA=1;/WriteStr(A(+5)B(-5),1);/end SetValues 外文资料 Operational Amplifier From Wikipedia,the free encyclopedia An operational amplifier,or op-amp,is a very high gain differential with high input impedance(typically a few megohms)and low output impedance(less than 100 ohms).Typical uses of the operational amplifier are to provide voltage amplitude changes(amplitude and polarity),oscillators,filter circuits,and many types of instrumentation circuits.The basic op-amp circuit is made using a differential amplifier having two input(plus and minus)and at least one output.Figure1-1 shows a basic op-amo circuit,the plus(+)input produces an output that is in phase with the signal applied,whereas an input to the minus(-)input represented by the symbols V+,V-and Vo.Each is measure with respect to ground potential.Operational amplifiers are differential devices.By this we mean that the output voltage with respect to ground is given by the expression:Vo=A（V+V-）（1-1）Figur1-1 An operational amplifier Where the input V+and V-may be DC or AC signals and A is the differential gain(voltage gain).The magnitude of A is approximately 510610 for DC and AC signals with frequencies less than approximately 10Hz.(The differential gain A decreases with the signal frequency and become about unity for frequencies of 1MHz50MHz.)Since the gain of the gain of the op-amp is very hign,it is necessary to have a negative feedback from the output to the input to make the amplifier stable.(The feedback is made from the output to the inverted input so that the feedback is a negative feedback.)The name Ideal op-amp is applied to similar analysis because the salient parameters of the op-amp are assumed to be perfect.There is no such thing as an ideal op-amp,but present day op-amps come so close to ideal that Ideal op-amp analysis approaches actual analysis.Op-amps depart from the ideal in two ways.First,dc parameters such as input offset voltage are large enough to cause departure from the ideal.The ideal assumes that input offset voltage is zero.Second,ac parameters such as gain are a function of frequency,so they go from large values at dc to small values at high frequencies.This assumption simplifies the analysis,thus it clears the path for insight.It is so much easier to see the forest when the brush and huge trees are cleared away.Although the ideal op-amp analysis makes use of perfect parameters,the analysis is often valid because some op-amps approach perfection.In addition,when working at low frequencies,several kHz,the ideal op-amp analysis produces accurate answers.Several assumptions have to be made before the ideal op-amp analysis can proceed.First,assume that the current flow into the input leads of the op-amp is zero.This assumption is almost true in FET op-amps where input currents can be less than a pA,but this is not always true in bipolar high-speed op-amps where tens of A input currents are found.Second,the op-amp gain is assumed to be infinite,hence it drives the output voltage to any value to satisfy the input conditions.This assumes that the op-amp output voltage can achieve any value.In reality,saturation occurs when the output voltage comes close to a power supply rail,but reality does not negate the assumption,it only bounds it.Also,implicit in the infinite gain assumption is the need for zero input signal.The gain drives the output voltage until the voltage between the input leads(the error voltage)is zero.This leads to the third assumption that t