VM双闭环不可逆直流调速专业系统设计.doc

运动控制系统
课程设计

题 目： 某V-M双闭环不可逆直流调速系统设计
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目录
1 绪论 1
1.1 研究背景 1
1.2 研究目标和意义 1
2 课程设计概述和要求 2
2.1 课程设计概述 2
2.2　课程设计要求 2
3 转速、电流双闭环直流调速系统组成 3
4 调速系统主电路元部件确实定及其参数计算 4
4.1　变压器参数选择 4
4.1.1　变压器二次侧电压U2计算 4
4.1.2　一次、二次侧相电流I1、I2计算 4
4.1.3 变压器容量S计算 5
4.2 平波电抗器参数计算 5
4.2.1电流连续临界电感量L1计算 5
4.2.2限制输出电流脉动临界电感量L2计算 5
4.2.3电动机电感量LD计算 6
4.2.4实际串入平波电抗器电感量L计算 6
4.3可控晶闸管参数计算 6
4.3.1晶闸管额定电压计算 6
4.3.2晶闸管额定电流计算 7
4.3.3三相桥式全控整流电路原理 7
4.3.4 整流电路及晶闸管保护电路设计 8
4.4 过电压保护和du/dt限制 9
4.5 过电流保护和di/dt限制 10
5 控制系统设计 10
5.1 双闭环调速系统动态结构 10
5.2 电流调整器设计 11
5.2.1 电流环结构框图化简 11
5.2.2 电流环结构框图小惯性步骤近似处理 12
5.2.3 电流调整器结构选择 12
5.2.4 电流调整器实现 13
5.2.5 电流调整器参数计算 13
5.3　转速调整器设计 15
5.3.1 转速环结构框图化简 15
5.3.2转速调整器结构选择 16
5.3.3转速调整器实现 17
5.3.4 转速调整器参数计算 17
6 触发电路选择和原理图 19
7 双闭环直流调速系统MATLAB仿真 22
8 设计总结 23
9参考文件 24
附录V-M双闭环不可逆直流调速系统电气原理图 25

1绪论
1.1 研究背景
双闭环不可逆调速系统在上世纪七十年代在国外部分发达国家兴起，经过数十年发展已经成熟，在二十一世纪已经实现了数字化和智能化。中国在直流调速产品研发上取得了一定成就，但和国外相比仍有很大差距。中国自主全数字化直流调速装置还没有全方面商用，产品功效上没有国外产品功效强大。而国外进口设备价格昂贵，也给国产全数字控制直流调速装置提供了发展空间。
现在，发达国家应用优异电气调速系统几乎完全实现了数字化，双闭环控制系统已经普遍应用到了各类仪器仪表，机械重工业和轻工业生产过程中。伴随全球科技日新月异发展，双闭环控制系统总发展趋势也向着控制数字化，智能化和网络化发展。而在我们中国，双闭环控制也已经经过了几十年发展时期，现在已经基础发展成熟，不过现在趋势仍是追赶着发达国家脚步，向着数字化发展。
1.2 研究目标和意义
直流电动机因含有良好起、制动性能，宜于在大范围内平滑调速，在很多需要调速或快速正反向电力拖动领域中得到了广泛应用。晶闸管问世后，生产出成套晶闸管整流装置，组成晶闸管—电动机调速系统（简称V-M系统）。采取速度、电流双闭环直流调速系统,能够充足利用电动机过载能力取得最快动态过程，调速范围广，精度高，和旋转变流机组及离子拖动变流装置相比，晶闸管整流装置不仅在经济性和可靠性上全部有很大提升，而且在技术性能上也显示出较大优越性，动态和静态性能均好，且系统易于控制。双闭环系统转速环用来控制电动机转速，电流环控制输出电流；该系统能够自动限制最大电流，能有效抑制电网电压波动影响；且采取双闭环控制提升了系统阻尼比，所以较之单闭环控制含有愈加好控制特征。
尽当今功率半导体变流技术已经有了突飞猛进发展，但在工业生产中V-M系统应用还是有相当比重。所以以此为课题进行研究含有一定实用价值。
2 课程设计概述和要求
2.1 课程设计概述
某电动拖车， V-M双闭环不可逆直流调速系统，技术要求：
1.该调速系统能进行平滑速度调整，负载电机不可逆运行，含有较宽调速范围（D≥10），系统在工作范围内能稳定工作。
2.系统静特征良好，无静差（静差率s≤0.2）。
3.动态性能指标：转速超调量δn＜8%，电流超调量δi＜5%，动态速降Δn≤8-10%，调速系统过渡过程时间（调整时间）ts≤1s 。
4.系统在5%负载以上改变运行范围内电流连续。
5.调速系统中设置有过电压、过电流等保护，而且有制动方法。
2.2 课程设计要求
1.依据题目标技术要求，分析论证并确定主电路结构型式和闭环调速系统组成，画出系统组成原理框图。
2.调速系统主电路元部件确实定及其参数计算（包含有变压器、电力电子器件、平波电抗器和保护电路等）。
3.驱动控制电路选型设计（模拟触发电路、集成触发电路、数字触发器电路 均可）。
4.动态设计计算：依据技术要求，对系统进行动态校正，确定ASR调整器和ACR调整器结构型式及进行参数计算，使调速系统工作稳定，并满足动态性能指标要求。
5．绘制V-M双闭环直流不可逆调速系统电气原理总图（要求计算机绘图）。
6.整理设计数据资料，课程设计总结，撰写设计计算说明书。
技术数据：
1.三相桥式晶闸管整流装置：Rrec=0.032ΩΩ，Ks=45-48。
2.负载电机额定数据：PN=90KW，UN=440V，IN=220A，nN=1800r/min，Ra=0.088Ω，λ=1.5。
3.系统主电路：R∑=0.12Ω，Tm=0.1s。

3 转速、电流双闭环直流调速系统组成
开环直流调速系统调整控制电压Uc就可改变电动机转速。假如负载生产工艺对运行时静差率要求不高，这么开环调速系统全部能实现一定范围内无级调速，不过，对静差率有较高要求时，开环调速系统往往不能满足要求。这时就要采取闭环调速系统。 
采取PI调整单个转速闭环直流调速系统能够确保系统稳定前提下实现转速无静差。不过，假如对系统动态性能要求较高，单环系统就难以满足需要。这是就要考虑采取转速、电流双环控制直流调速系统。为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调整器，分别调整转速和电流。二者之间实施嵌套（串联）联接。把转速调整器输出看成电流调整器输入，再用电流调整器输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统。 转速、电流双闭环直流调速系统组成原理框图以下图3.1所表示。

图3.1 转速、电流双闭环直流调速系统原理框图
图3.1说明：ASR—转速调整器，ACR—电流调整器， TG—测速发电机，TA—电流互感器，UPE—电力电子变换器，Un*—转速给定电压，Un—转速反馈电压， Ui*—电流给定电压，Ui—电流反馈电压。
为了取得良好静、动态性能，转速和电流两个调整器通常全部采取PI调整器。两个调整器输出全部是带限幅作用，转速调整器ASR输出限幅电压Uim*决定了电流给定电压最大值，电流调整器ACR输出限幅电压Ucm限制了电力电子电换器最大输出电压Udm。双闭环直流调速系统电路原理图以下图3.2所表示。

图3.2 双闭环直流调速系统电路原理图

4调速系统主电路元部件确实定及其参数计算
4.1 变压器参数选择
4.1.1 变压器二次侧电压U2计算
因为整流输出电压波形在一周期内脉动6次波形相同，所以在计算时只需对一个脉冲进行计算。由此得整流输出平均电压
（）
显然=440V，假如忽略晶闸管和电抗器压降，则能够求得变压器副边输出电压
=217.1V (通常取导通角为)
取=220V
变压比
4.1.2 一次、二次侧相电流I1、I2计算
选择KI1=0.816，KI2=0.816
原边输出有效电流

副边输出有效电流

4.1.3 变压器容量S计算

式中m1、m2—一次、二次侧绕组相数；所以

考虑到晶闸管和电抗器压降，变压器本身漏磁，并依据变压器应留有一定裕量标准，选择参数为额定容量为150KVA。
4.2 平波电抗器参数计算
在V-M系统中，脉动电流会增加电机发烧，同时也产生脉动转矩，对生产机械不利，为了避免或减轻这种影响，须设置平波电抗器。平波电抗器电感量通常按低速轻载时确保电流连续条件来选择。通常首先给定最小电流(以A为单位通常取电动机额定电流5%-10%)，再利用它计算所需总电感量（认为单位），减去电枢电感，即得平波电抗器应有电感值。
4.2.1电流连续临界电感量L1计算
平波电抗器临界电感量L1（单位mH）可由下式计算

式中K1为和整流电路形式相关系数，可由表查得K1=0.693，由技术要求知Idmin=10%IdN=20.4545A，所以：
L=0.639Ud/Idmin=(0.639*440)/20.4545=13.74563mH=0.0137H
4.2.2限制输出电流脉动临界电感量L2计算
因为晶闸管整流装置输出电压是脉动，所以输出电流波形也是脉动。该脉动电流能够看成一个恒定直流分量和一个交流分量组成。通常伏在需要只是直流分量，对电动机负载来说，过大交流分量会使电动机换向恶化和铁耗增加，引发过热。所以，应在直流侧传入平波电抗器，用来限制输出电流脉动量。平波电抗器临界电感量L2（单位mH）可由下式计算

式中K2为和整流电路形式相关系数，Si为电流最大许可脉动系数，通常三相电路。
依据本电路形式查表可得K2=1.045，所以

4.2.3电动机电感量LD计算
电动机电感量LD（单位mH）可按下式计算

式中Ud 、Ld、n—直流电动机额定电压、额定电流和额定转速；P—电动机磁极对数；—计算系数，对通常无赔偿电机取=8~12。所以
（取P=2,=10）
4.2.4实际串入平波电抗器电感量L计算
因为变压器漏电感很小，能够忽略不计，那么串入平波电抗器电感量 取其电感值为12mH
依据电感量大小取其电阻为0.2Ω
4.3可控晶闸管参数计算
4.3.1晶闸管额定电压计算
通常取晶闸管断态反复峰值电压和反向反复峰值电压中较小标值作为该器件额定电压。选择时，额定电压要留有一定裕量，通常取额定电压为正常工作电压时晶闸管所承受峰值电压2-3倍。本设计中峰值电压538.9V
故晶闸管电压定额
取其电压定额=1500V。
4.3.2晶闸管额定电流计算
晶闸管电流定额关键由其通态平均电流来标称，要求为晶闸管在环境为和要求冷却状态下，稳定结温不超出额定结温是许可流过最大工频正弦半波电流平均值。所以在使用时一样应根据实际波形电流和通态平均电流所造成发烧效应相等，即有效值相等标准来选择晶闸管电流定额，并留有一定裕量。通常取其通态平均电流为此标准所得计算结果1.5-2倍。可按下式计算：

式中计算系数=/1.57由整流电路型式而定，为波形系数，为共阴极或共阳极电路支路数。当初，三相全控桥电路=0.368
故晶闸管额定电流
取其电流定额为200A。
4.3.3三相桥式全控整流电路原理
变压器调速是直流调速系统用关键方法，调整电枢供电电压所需可控制电源通常有3种：旋转电流机组，静止可控整流器，直流斩波器和脉宽调制变换器。旋转变流机组简称G-M系统，适适用于调速要求不高，要求可逆运行系统，但其设备多、体积大、费用高、效率低、维护不便。静止可控整流器又称V-M系统，经过调整触发装置GT控制电压来移动触发脉冲相位，即可改变Ud，从而实现平滑调速，且控制作用快速性能好，提升系统动态性能。直流斩波器和脉宽调制交换器采取PWM受器件限制，适适用于中、小功率系统。依据本设计技术要求和特点选V-M系统。
在V-M系统中，调整器给定电压，即可移动触发装置GT输出脉冲相位，从而方便改变整流器输出瞬时电压Ud。因为要求直流电压脉动较小，故采取三相全控桥式整流电路。考虑使电路简单、经济且满足性能要求，选择晶闸管三相全控桥整流器供电方案。因三相桥式全控整流电压脉动频率比三相半波高，所以所需平波电抗器电感量可对应降低约二分之一，这是三相整流电路一大优点。而且晶闸管可控整流装置无噪声、无磨损、响应快、体积小、重量轻、投资省。而且工作可靠，能耗小，效率高。同时，因为电机容量较大，又要求电流脉动小。总而言之，选晶闸管三相全控桥整流电路供电方案。
三相桥式全控整流电路原理图4.1所表示，习惯将其中阴极连接在一起到3个晶闸管（VT1、VT3、VT5）称为共阴极；阳极连接在一起3个晶闸管（VT4、VT6、VT2）称为共阳极，另外通常习惯晶闸管从1至6次序导通，为此将晶闸管按图示次序编号，即共阴极组中和a，b，c三相电源相接3个晶体管分别是VT1、VT3、VT5,共阳极组中和a，b，c三相电源相接3个晶闸管分别是VT4、VT6、VT2。

图4.1 三相桥式全控整流电路原理图
其工作特点以下：
1）每个时刻均需两个晶闸管同时导通，形成向负载供电回路，其中一个晶闸管是共阴极组，一个是共阳极组，且不能为同一相晶闸管。
2）对触发脉冲要求：六个晶闸管脉冲按VT1—VT2—VT3—VT4—VT5—VT6次序相为，相位依次相差；共阴极组VT1、VT3、VT5脉冲依次差，共阳极组VT4、VT6、VT2也依次差;同一相上下两个桥臂即VT1和VT4，VT3和VT6，VT5和VT2脉冲相差。
3）整流输出电压一周期脉动6次，每次脉动波形全部一样，故该电路为六脉波整流电路。
4）在整流电路合闸开启过程中或电流断续时，为确保电路正常工作，需确保同时导通两个晶闸管全部有触发脉冲。为此，可采取两种方法：一个是使脉冲宽度大于（通常取），称为宽脉冲触发；另一个方法是，在触发某个晶闸管同时，给前一个晶闸管补发脉冲，即用两个窄脉冲替换宽脉冲，两个窄脉冲前沿相差，脉宽通常为，称为双脉冲触发。双脉冲电路较复杂，但要求触发电路输出功率小。宽脉冲触发电路虽可少输出二分之一脉冲，但为了不使脉冲变压器饱和，需将铁芯体积做得较大，绕组匝数较多，造成漏感增大，脉冲前沿不够陡，对于晶闸管串联使用不利。虽可用去磁绕组改善这种情况，但又触发电路复杂化。所以，常见是双脉冲触发。
4.3.4 整流电路及晶闸管保护电路设计
晶闸管含有很多优点，但它属于半导体器件，所以含有半导体器件共有弱点，承受过电压和过电流能力差，很短时间过电压和过电流就会造成元件损坏。为了使晶闸管装置能长久可靠运行，除了合理选择元件外，还须针对元件工作条件设置合适保护方法。晶闸管关键需要四种保护：过电压保护和du/dt限制，过电流保护和di/dt限制。

图4.2 整流电路及晶闸管保护电路

4.4 过电压保护和du/dt限制
通常超出晶闸管正常工作是承受最大峰值电压全部算过电压。产生过压原因是电路中电感元件聚集能量骤然释放或是外界侵入电路大量电荷累积。按过压保护部位来分，有交流侧保护，直流侧保护和元件保护。元件保护关键是经过阻容吸收电路。阻容吸收电路参数计算式依据变压器铁芯磁场释放出来能量转化为电容器电场能量存放起来为依据。因为电容两端电压不能突变，所以能够有效抑制尖峰过电压。串阻目标是为了在能量转化过程中能消耗一部分能量，而且抑制LC回路振荡。
4.5 过电流保护和di/dt限制
因为晶闸管热容量很小，一旦发生过电流时，温度就会急剧上升可能烧坏PN结，造成元件内部短路或开路。晶闸管发生过电流原因关键有：负载端过载或短路；某个晶闸管被击穿短路，造成其它元件过电流；触发电路工作不正常或受干扰，使晶闸管误触发，引发过电流。晶闸管许可在短时间内承受一定过电流，所以过电流保护作用就在于当过电流发生时，在许可时间内将过电流切断，以预防元件损坏。晶闸管过电流保护方法有下列多个：
（1）快速熔断器 一般熔断丝因为熔断时间长，用来保护晶闸管很可能在晶闸管烧坏以后熔断器还没有熔断，这么就起不了保护作用。所以必需采取专用于保护晶闸管快速熔断器。快速熔断器用是银质熔丝，在一样过电流倍数下，它能够在晶闸管损坏之前熔断，这是晶闸管过电流保护关键方法。
（2）硒堆保护 硒堆是一个非线性电阻元件，含有较陡反向特征。当硒堆上电压超出某一数值后，它电阻快速减小，而且能够经过较大电流，把过电压能量消耗在非线性电阻上，而硒堆并不损坏。硒堆能够单独使用，也能够和阻容元件并联使用。
本系统采取快速熔断器对可控硅进行过流保护，整流电路及晶闸管保护电路图4.2所表示。
5 控制系统设计
5.1 双闭环调速系统动态结构
根据“先内环后外环”设计标准，从内环开始，逐步向外扩展。在这里，首先设计电流调整器，然后把整个电流环看作是转速调整步骤中一个步骤，再设计转速调整器。双闭环调速系统实际动态结构图图5.1所表示。

图5.1 双闭环调速系统动态结构图
5.2 电流调整器设计
5.2.1 电流环结构框图化简
图3.1所表示为点画线框内是电流环动态结构框图，其中，反电动势和电流反馈作用相互交叉，这将给设计工作带来麻烦。实际上，反电动势和转速成正比，它代表转速对电流环影响。在通常情况下，同电磁时间常数远小于机电时间常数，所以，转速改变往往比电流改变慢得多。对电流环来说，反电动势是一个改变较慢扰动，在电流瞬变过程中，能够认为反电动势基础不变，即。这么，在按动态性能设计电流环时，能够暂不考虑反电动势改变动态影响。也就是说，能够临时把反电动势作用去掉，得到忽略电动势影响电流环近似结构图，图5.2所表示。

图5.2 忽略反电动势电流环动态结构框图

5.2.2 电流环结构框图小惯性步骤近似处理
假如把给定滤波和反馈滤波同时等效移到环内前向通道上，再把给定信号改成，则电流环变等效成单位负反馈系统。因为和通常全部比小得多，能够看成小惯性群而近似看作是一个惯性步骤，其时间常速为，则电流环结构图最终化简图图5.3所表示.

图5.3 小惯性步骤近似处理后电流环简化动态结构图

5.2.3 电流调整器结构选择
依据设计要求，而且确保稳态电流无差，可按经典I型系统设计电流调整器。电流环控制对象是双惯性型，所以能够用百分比积分型电流调整器，其传输函数为：
WACR（s）=
则电流环动态结构框图便成为图5.4所表示经典形式，其中：
KI=

图5.4 校正成经典I型系统电流环动态结构框图
5.2.4 电流调整器实现
含给定滤波和反馈滤波模拟式PI型电流调整器原理图图5.5所表示。

图 5.5 模拟式PI型电流调整器原理图

5.2.5 电流调整器参数计算
1.确定时间常数
1）电磁时间常数:Tl=L/R∑=0.031416 (S)。
2）三相桥式晶闸管整流电路平均滞后时间Ts=0.0017s，取电流反馈滤波时间常数Toi=0.002s,可得电流环小时间常数为T∑i =Ts-Toi=0.0017s-0.002s=0.0037s。
2.选择电流调整器结构
依据设计要求δi＜5%，并确保静态电流无差，可按经典I型系统设计电流调整器。电流环控制对象是双惯性型，所以可用PI型电流调整器。
检验对电源电压抗扰性能：Tl/T∑i=0.031416/0.0037=8.11,参考经典系统动态抗扰性能，各项指标全部是能够接收。
3.计算电流调整器参数
电流调整器超前时间常数：τi=Tl=0.03s
电流环开环增益：要求δi＜5%时，按表4.6，应取KIT∑i =0.5，所以
KI=0.5/T∑i=0.5/0.0037=135.1s-1
取Ks=48，而电流反馈系数β=10V/1.5IN=10/（1.5×220）=0.03V/A
表5.6 经典I型系统动态跟随性能指标和频域指标和参数关系
参数关系KT
0.25
0.39
0.50
0.69
1.0
阻尼比ε
1.0
0.8
0.707
0.6
0.5
超调量σ
0%
1.5%
4.3%
9.5%
16.3%
上升时间tr
∞
6.6T
4.7T
3.3T
2.4T
峰值时间tp
∞
8.3T
6.2T
4.7T
3.6T
相角稳定裕度
76.3°
69.9°
65.5°
59.2°
51.8°
截止频率ωc
0.243/T
0.367/T
0.455/T
0.596/T
0.786/T

于是，ACR百分比系数为
Ki=(KIτiR)/(Ksβ)=1.013
4.校验近似条件
电流环截止频率：ωci=KI=135.1S-1
1）晶闸管整流装置传输函数近似条件
Ts=196.1 S-1>ωci，满足近似条件。
2）忽略反电动势改变对电流环动态影响条件
3=40.82 S-1<ωci，满足近似条件。
3）电流环小时间常数近似处理条件
=180.8 S-1>ωci，满足近似条件。
5.计算调整器电阻和电容
由图5.5，按所用运算放大器取R0=40KΩ,各电阻和电容值为
Ri=KiR0=40.52 KΩ,取40 KΩ

根据上述参数，电流环能够达成动态跟随性能指标为σi=4.3%，满足设计
要求。
5.3　转速调整器设计
5.3.1 转速环结构框图化简
用电流环等效步骤替换图5.1中电流环后，整个转速控制系统动态结构框图图5.7所表示。

图5.7 用等效步骤替换电流环后转速环动态结构框图
和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波步骤移到环内，同时将给定信号改成Un*（s）/α，再把时间常数为1/KI和Ton两个小惯性步骤合并起来，近似成一个时间常数为T∑n惯性步骤，其中T∑n=+Ton，则转速环结构框图可简化为以下图5.8所表示。

图5.8 等效成单位负反馈系统和小惯性近似处理后转速环动态结构框图
5.3.2转速调整器结构选择
为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必需有一个积分步骤，它应该包含在转速调整器ASR中。现在在扰动作用点后面已经有了一个积分步骤，所以转速环开环传输函数应共有两个积分步骤，所以应该设计成经典Ⅱ型系统，这么系统同时也能满足动态抗扰性能好要求。至于其阶跃响应超调量较大，那是根据线性系统理论计算数据，实际系统中调速调整器饱和非线性性质会使超调量大大降低。由此可见，ASR也应该采取PI调整器，其传输函数为：
WASR(s)=
不考虑负载扰动时，校正后调速系统动态结构框图以下图5.9所表示。

图5.9 校正后成为经典Ⅱ系统转速环动态结构框图

5.3.3转速调整器实现
含给定滤波和反馈滤波PI型转速调整器原理图以下图5.10所表示。

图5.10 含给定滤波和反馈滤波PI型转速调整器
5.3.4 转速调整器参数计算
1.确定时间常数
1）电流环等效时间常数1/KI:
=2T∑i=2x0.0037s=0.0074s
2)转速滤波时间常数Ton：依据所用测速发动机纹波情况，取Ton=0.01S
3）转速环小时间常数：按小时间常数近似处理，取
T∑i=+Ton=0.0074s+0.01s=0.0174s
2.计算转速调整器结构
按跟随性能和抗扰性能很好标准选择h=5，求出转速超调量δ%和过渡过程时间 。假如能够满足设计要求，则可依据所选h值计算相关参数；不然要改变h值重新进行计算，直到满足设计要求为止。
当h=5时，ASR退饱和超调量为
=
式中，表示电动机许可过载系数，按题意=1.5；
z为负载系数，设为理想空载起动，则z=0；
为调速系统开环机械特征额定稳态速降 =
是基准值为时超调量相对值；
而=
参考表5.11，当h=5时，=81.2%，
故起动到额定转速，即= 时，退饱和超调量为
δ= =7.09%
满足设计要求。
表5.11 经典Ⅱ型系统动态抗扰性能指标和参数关系
h
3
4
5
6
7
8
9
10
ΔCmax/Cb
72.2%
77.5%
81.2%
84.0%
86.3%
88.1%
89.6%
90.8%
tm/T
2.45
2.70
2.85
3.00
3.15
3.25
3.30
3.40
tv/T
13.60
10.45
8.80
12.95
16.85
19.80
22.80
25.85
则ASR超前时为:n=hT∑n=5x0.0174=0.087s
空载起动到额定转速过渡过程中，因为在大部分时间内ASR饱和而不起调转速环开环增益
KN==396.4S-2

Ce=（UN- I NRa）/nN=（440-220×0.088）/1000=0.234 V/min/r
=10V/ nN =10/1800=0.006 V./ r / min
ASR百分比系数为
Kn==11.7
3.检验近似条件
转速环截止频率为：
Wcn==34.5s-2
1） 电流环传输函数简化条件为：
=63.7S-1>ωcn,满足简化条件
2)转速环小时间常数近似处理条件为：
=38.7S-1>ωcn,满足近似条件
3．计算调整器电阻和电容
依据图5.10，取R0=40KΩ,则
Rn=KnR0=468 KΩ,取470 KΩ
Cn==0.185x10-6F,取0.2μF
Con==1x10-6F，取1μF
依据上述参数能够达成动态指标为：
δ=7.09%, ΔnN=INR∑/ Ce=220×0.12/0.234=94.01 r/min,
所以能满足设计要求。
6 触发电路选择和原理图
三相整流电路中必需对两组中应导通一对晶闸管同时给触发脉冲为此能够采取两种措施：一个是使每个触发脉冲宽度大于，称宽脉冲触发；另一个是在触发某一号晶闸管同时给前一号晶闸管补发一个脉冲，相当于用两个窄脉冲等效替换一个宽脉冲，称为双脉冲触发。
伴随工业自动化，集成化不停把发展；现在市场中已经有多个型号六脉冲触发集成电路广泛应用于多种控制中，从本设计简单和稳定性出发，本设计直接采取KJ系列三相全控桥式整流电路集成触发器KJ041作为三相整流电路触发电路。只需用三个KJ004集成块，即可形成六路双脉冲，再由留个晶体管进行脉冲放大，即组成完整三相全控桥整流电路集成触发电路。
KJ041内部是由12个二极管组成6个或门，其作用是将6路单脉冲输入转换为6路双脉冲输出。以上触发电路均为模拟量，这么使集成片内部结构、可靠，不过却是其轻易受电网电压影响，造成触发脉冲不对称度较高，可达。在对精度要求高大容量变流装置中，采取了数字触发电路，可取得很好触发脉冲对称度。
KJ041关键参数和限制：
（1）工作电源电压：V
（2）同时输入许可最大电流值：6mA
（3）输出脉宽：400us~2ms
（4）最大负载能力：100mA
由KJ041外部电路接线图图6.1所表示：

图6.1 KJ041外部电路接线图

该集成片关键设计特点为：
（1）端口1和端口4，端口2和端口5，端口3和端口6分别输出两路相位互差移向脉冲，能够方便地组成全控桥式晶闸管触发器线路。
（2）输出负载能力大，移相性能好，脉冲输出稳定，正、负半周脉冲相位均衡性好。
（3）移相范围宽，对同时电压要求不高，而且含有脉冲列调制输出端等功效。
对于三相全控整流或调压电路，要求次序输出触发脉冲依次间隔60°。本设计采取三相同时绝对式触发方法。依据单相同时信号上升沿和下降沿，形成两个同时点，分别发出两个相位互差180°触发脉冲。然后由分属三相此种电路组成脉冲形成单元输出6路脉冲，再经补脉冲形成及分配单元形成补脉冲并按次序输出6路脉冲。本设计课题是三相全三相全控桥整流电路中有六个晶闸管，触发次序依次为：VT1—VT2—VT3—VT4—VT5—VT6，晶闸管必需严格按编号轮番导通，6个触发脉冲相位依次相差60O，能够选择3个KJ004集成块和一个KJ041集成块，即可形成六路双脉冲，再由六个晶体管进行脉冲放大，就能够组成三相全控桥整流电路集成触发电路图6.2所表示。

图6.2 三相全控桥整流电路集成触发电路

7 双闭环直流调速系统MATLAB仿真
利用matlab仿真工具组成转速,电流双闭环调速系统仿真图图7.1所表示，转速和电流闭环经过一个滞后环控制接入脉冲发生器输入端，来实现对她励直流电动机转速控制，使转速最终趋于稳定值。同时经过转速输出显示器能够很直观清楚观察仿真结果。经过仿真得到电机转速情况图7.2所表示。

图7.1 双闭环直流调速系统仿真图

图7.2 双闭环直流调速系统转速仿真结果图

8 设计总结
经过此次设计使我对电力拖动自动控制系统有了深入认识和了解，掌握了用工业设计法对双闭环调整器设计方法。另外，我也学到了很多东西，也使得我将《电力拖动自动控制系统》、《电路》等一系列书籍有了更深入了解。让我知道怎么将理论和实践结合，从其中取得有用知识。在时间充裕学期末，我们有了更多时间来完成我们课程设计，使我能够花更多时间去研究直流调速系统方面知识。能够对电流调整器和转速调整器设计有更多认识。
在这次课程设计中，我也碰到了很多问题。比如计算出参数不满足要求，不过经过我反复查阅资料，反复计算数据，最终问题还是得以处理。碰到有难度问题，我首先会自己钻研，或和同学讨论，最终请教老师。所以，我要感谢和我一起设计同学。是我们团体合作才使我们课程设计完成如此顺利。也感谢我们老师，使她们教给我们有用知识，我们才能够有能力完成此次设计。总而言之在这次课程设计中，我取得了很多，也知道自己哪首先不足，为我人生上了很宝贵一课。也为我人生留下了一个很好篇章。

9 参考文件
1．陈伯时主编，《电力拖动自动控制系统》第3版，北京：机械工业出版社，
2．王兆安，黄俊主编，《电力电子技术》第4版，北京：机械工业出版社，
3．阎石主编，《数字电子技术基础》第5版，北京：高等地育出版社，
4．邱关源原著，《电路》第5版，北京：高等教育出版社，
5．胡寿松主编，《自动控制原理》第5版，北京：科学出版社，
6．童诗白、华成英主编，《模拟电子技术基础》第4版，北京：高等教育出版社，

附录 V-M双闭环不可逆直流调速系统电气原理图