毕业论文设计--小功率调频发射机高频课程设计.doc

高频电子线路课程设计

姓 名：

专 业：
电子信息工程
学号：

班级：

指导老师：

设计课题：小功率调频发射机

摘 要
调频发射机目前处于快速发展之中，在很多领域都有了很广泛的应用。它可以用于演讲、教学、玩具、防盗监控等诸多领域。这个实验是关于小功率调频发射机工作原理分析及其安装调试，通过这次实验我们可以更好地巩固和加深对小功率调频发射机工作原理和非线性电子线路的进一步理解。学会基本的实验技能，提高运用理论知识解决实际问题的能力。
本课设结合Proteus软件来对小功率调频发射机电路的设计与调试方法进行研究。Proteus软件能实现从电学概念设计到输出物理生产数据，以及这之间的所有分析、验证、和设计数据管理。今天的Proteus软件已不是单纯的设计工具，而是一个系统 ，它覆盖了以仿真为核心的全部物理设计。使用Proteus、等计算机软件对产品进行辅助设计在很早以前就已经成为了一种趋势，这类软件的问世也极大地提高了设计人员在机械、电子等行业的产品设计质量与效率。
本课题的设计目的是要求掌握最基本的小功率调频发射系统的设计与安装对各级电路进行详细地探讨，并利用Proteus软件仿真设计了一个小功率调频发射机。
目录
一、设计任务 - 3 -
二、主要性能指标 - 4 -
三、电路组成方案 - 5 -
四、设计方法 - 6 -
4.1 振荡级 - 6 -
4.2缓冲级 - 9 -
4.3功率输出级 - 10 -
4.4总的原理图设计 - 11 -
五、测试结果 - 13 -
六、心得与体会 - 14 -
七、参考文献 - 15 -
实验元器件清单 - 16 -
一、设计任务
1、确定电路形式，选择各级电路的静态工作点，画出电路图。
2、计算各级电路元件参数并选取元件。
3、测试结果。
4、调试并测量电路性能。
二、主要性能指标
1．中心频率
2．频率稳定度
3. 最大频偏
4．输出功率
5. 天线形式 拉杆天线（75欧姆）
6. 电源电压
三、电路组成方案
拟定整机方框图的一般原则是，在满足技术指标要求的前提下，应力求电路简单、性能稳定可靠。单元电路级数尽可能少，以减小级间的相互感应、干扰和自激。在实际应用中，很多都是采用调频方式，与调频相比较，调频系统有很多的优点，调频比调幅抗干扰能力强，频带宽，功率利用率大等。
调频可以有两种实现方法，一是直接调频，就是用调制信号直接控制振荡器的频率，使其按调制信号的规律线性变化。令一种就是间接调频，先对调制信号进行积分，再对载波进行相位调制。两种调频电路性能上的一个重大差别是受到调频特性非线性限制的参数不同，间接调频电路提供的最大频偏较小，而直接调频可以得到比较大的频偏。
实用发射电路方框图 ( 实际功率激励输入功率为 1.56mW) 由于本题要求的发射功率Po不大，工作中心频率f0也不高，因此晶体管的参量影响及电路的分布参数的影响不会很大，整机电路可以设计得简单些，设组成框图如图所示，各组成部分的作用是：

图1-2 实用调频发射机组成方框图

调制

信号

LC调频
振荡器

缓冲
隔离

功率
激励

末级
功放

1.25

mW

1.25

mW

25

mW

500

mW

0dB

13dB

13dB

1倍 20倍 20倍

 (1)LC调频振荡器：产生频率f0=5MHz的高频振荡信号，变容二极管线性调频，最大频偏△f=75kHz，整个发射机的频率稳定度由该级决定。
(2)缓冲隔离级：将振荡级与功放级隔离，以减小功放级对振荡级的影响。因为功放级输出信号较大，当其工作状态发生变化时（如谐振阻抗变化），会影响振荡器的频率稳定度，使波形产生失真或减小振荡器的输出电压。整机设计时，为减小级间相互影响，通常在中间插入缓冲隔离级。缓冲隔离级电路常采用射极跟随器电路。
(3)高频小信号放大器：为末级功放提供激励功率。如果发射功率不大，且振荡级的输出能够满足末级功放的输入要求，功率激励级可以省去。
(4)末级功放   将前级送来的信号进行功率放大，使负载（天线）上获得满足要求的发射功率。如果要求整机效率较高，应采用丙类功率放大器，若整机效率要求不高如而对波形失真要求较小时，可以采用甲类功率放大器。但是本题要求，故选用丙类功率放大器较好。
所以，通常小功率发射机采用直接调频方式，它的组成框图如图3-1所示。

图3-1
其中高频振荡级主要是产生频率稳定、中心频率符合指标要求的正弦波信号，且其频率受到外加调制信号电压调变；缓冲级主要是对调频振荡信号进行放大，以提供末级所需的激励功率，同时还对前后级起有一定的隔离作用，为避免级功放的工作状态变化而直接影响振荡级的频率稳定度；功放级的任务是确保高效率输出足够大的高频功率，并馈送到天线进行发射。
四、设计方法
4.1 振荡级
（1）振荡电路的选择
振荡电路主要是产生频率稳定且中心频率符合指标要求的正弦波信号，目前应用较为广泛的是三点式振荡电路和差分对管振荡电路。三点式振荡电路又可分为电感和电容三点式振荡电路，由于是固定的中心频率，因而采用频率稳定度较高的克拉拨振荡电路来作振荡级。其电路原理图如图4.1-1所示。
克拉拨振荡电路与电容三点式电路的差别，仅在回路中多加一个与C2、C3相串接的电容C6，回路的频率，克拉拨振荡电路的频稳度大体上比电容三点式电路高一个量级。
由于是调频发射机，其频率受到外加调制信号电压调变，因此，回路中的电抗要能够跟调制信号的改变而改变，应用一可变电抗器件，它的电容量或电感量受调制信 图4.1-1
号控制，将它接入振荡回路中，就能实现调频。最简便、最常用的方法是利用变容二极管的特性直接产生调频波，因要求的频偏不大，故采用变容
二极管部分接入振荡回路的直接调频方式。其原理电路如图4.1-2所示，它具有工作频率高、固定损耗小和使用方便等优点。
变容二极管Cj通过耦合电容C1并接在LCN回路的两端，形成振荡回路总容的一部分。
因而，振荡回路的总电容C为：
（4-1）

图4.1-2
振荡频率为：
（4-2）
加在变容二极管上的反向偏压为：
(4-3)
变容二极管利用PN结的结电容制成，在反偏电压作用下呈现一定的结电容（势垒电容），而且这个结电容能灵敏地随着反偏电压在一定范围内变化，其关系曲线称～曲线，如图4.1-3所示。
由图可见：未加调制电压时，直流反偏所对应的结电容为。当调制信号为正半周时，变容二极管负极电位升高，即反偏增加时，变容二极管的电容减小；当调制信号为负半周时，变容二极管负极电位降低，即反偏减小时，增大，其变化具有一定的非线性，当调制电压较小时，近似为工作在～曲线的线性段，将随调制电压线性变化，当调制电压较大时，曲线的非线性不可忽略，它将给调频带来一定的非线性失真。
图4.1-3
我们再回到图4.1-2，并设调制电压很小，工作在Cj～VR曲线的线性段，暂不考虑高频电压对变容二极管作用。设图4.1-3 用调制信号控制变容二极管结电容
　 （4-4）
由图4.1-3可见：变容二极管的电容随υR变化。
即： 　 （4-5）
可得出此时振荡回路的总电容为
（4-6）
由此可得出振荡回路总电容的变化量为：
　　　　 （4-7）
由式可见：它随调制信号的变化规律而变化，式中的是变容二极管结电
容变化的最大幅值。我们知道：当回路电容有微量变化时，振荡频率也会产生的变化，其关系如下：
（4-8）
式中，是未调制时的载波频率；是调制信号为零时的回路总电容，显然
（4-9）
由公式（4-2）可计算出中心频率：
（4-10）
将（4-8）式代入（4-9）式，可得：
（4-11）
频偏： （4-12）
振荡频率： 　 （4-13）
由此可见：振荡频率随调制电压线性变化，从而实现了调频。其频偏与回路的中心频率f0成正比，与结电容变化的最大值Cm成正比，与回路的总电容C0成反比。
（2）、参数计算
根据前面的介绍，可以设计出如图的振荡电路，其中R4用来提供直流交流负反馈。设计中D1为变容二极管，我们选用910AT型变容二极管，其容量变化可以从几十PF到100 ~ 200PF．因此C7数值接近于Cj的高端值，若假设C7足够大，接近短路，而C8也逐渐增大，从几个PF增加到十几个PF，此时CΣ增大，则振荡频率减小，同时静态调制特性会发生变化，所以综合以上因素，C7,C8的选择
对静态调制特性影响比较显著，所以我们选择C7为220PF的电容，C8选择47PF的电容。
由，以及Cj的性质，我们选择C2为100PF,C3为220PF,C6为220PF.利用R7,R8对D1变容管加反偏电压，工作电压为9V，R7,R8可选用为27KΩ,则反偏电压为4.5V。R1,R2为三极管基极偏置电阻，均选用10KΩ．R4 ,R5为负反馈电阻，选择较小的电阻即可，我们选用R4为12Ω,R5为１KΩ。
因为fosc=12MHz,由
（4-14）
设C0为C2，C3与C6串联值, ，由于910变容二极管在偏置电压4.5的情况下Cj较小，大概为十几pf，先不考虑Cj的值，所以并接在L1上的回路总电容为
（4-15）

所以电感L1为
（4-16）
4.2缓冲级
因为本次实验对该级有一定的增益要求，而中心频率是固定的，因此用LC并联回路作负载的小信号放大器电路。缓冲放大级采用谐振放大，L2和C10谐振在振荡载波频率上。若通频带太窄或出现自激则可在L2两端并联上适当电阻以降低回路Q值。该极工作于甲类以保证足够的电压放大。
对缓冲级管子的要求是

所以可选用普通的小功率高频晶体管，如3804等。
另外，　
,
若取流过偏置电阻R9,R10的电流为I1=10IbQ
则　　　
R10=VbQ/I1, R8=(Vcc-VbQ)/I1
所以选R10,R8均为10KΩ.为了减小缓冲级对振荡级
的影响，射随器与振荡级之间采用松耦合，耦合电
容C9可选为180pf.
对于谐振回路C10,L2,由 图4.2-1
故本次实验取C10为100PF，
所以，缓冲级设计电路为图4.2-1所示。

4.3功率输出级
为了获得较大的功率增益和较高的集电极功率，设计中采用共发射极电路，同时使其工作在丙类状态，组成丙类谐振功率放大器．由设计电路图知L3、C12 和C13为匹配网络，与外接负载共同组成并谐回路．为了实现功率输出级在丙类工作，基极偏置电压VB3应设置在功率管的截止区．同时为了加强交流反馈，在T3的发射极串接有小电阻R14．在输出回路中，从结构简单和调节方 图4.3-1
便考虑，设计采用л型滤波网络，如图4.3-1。L3，C12，C13构成π型输出，Q3管工作在丙类状态，调节偏置电阻可以改变Q3管的导通角。导通角越小，效率越高,同时防止T3管产生高频自激而引成回路用来实现阻抗匹配并进行滤波，即将天线阻抗变换为功放管所要求的负载值，并滤除不必要的高次谐波分量。
在选择功率管时要求

综上可知，我们选择Q3804功率管．
由于要使功放级工作在丙类，就要使，解得，为了使功放的效率较大，可以减小Q3管的导通角，这里取R13=11R12，第二级集电极的输出电流已经扩大了几十倍，为防止第三级的输入电流过大而烧坏三极管，需要相应的增大第三级的输入电阻。取R13=220K，R12=20K，改变R14可调整放大倍数，取较小的反馈电阻有利于提高增益，因为选定　，所以发射极电压VE为0.05V，因此R14可选为100Ω。
由于 ,
且 ,一般取 Qe = 8～10
所以
解得：L3=1.06µH 图4.3-2
计算得，C13＝680PF，C12＝220PF，功放级的电路设计如图4.3-2所示。
丙类功率放大器(末级功放)设计
发射机的输出应具有一定的功率才能将信号发射出去，但是功率增益又不可能集中在末级功放，否则电路性能不稳，容易产生自激。因此要根据发射机的各组成部分的作用，适当地合理地分配功率增益。如果调频振荡器的输出比较稳定，又具有一定的功率，则功率激励级和末级功放的功率增益可适当小些。功率激励级一般采用高频宽带放大器，末级功放可采用丙类谐振功率放大器。缓冲级可以不分配功率。 功率增益如图2-1所示。
仅从输出功率Po≥500mW一项指标来看，可以采用宽带功放或乙类、丙类功放。由于还要求总效率大于50%，故采用一级宽带放大器加一级丙类功放实现，其电路形式如图2-1所示。

前级功率放大输入

图2-1 末级丙类功放电路
1、基本关系式
如图2-1所示，丙类功率放大器的基极偏置电压-VBE是利用发射机电流的分量Ie0在射极电阻R14上产生的压降来提供的，故称为自给偏压电路。当放大器的输入信号Vi为正弦波时，集电极的输出电流iC为余弦脉冲波。利用谐振回路LC的选频作用可输出基波谐振电压uc、电流iC1。
(1)集电极基波电压的振幅
Ucm= Icm1RP
式中，Icm1为集电极基波电流的振幅；RP为集电极负载阻抗。
(2)输出功率Po
Po= Ucm.Icm1= Ucm2/(2 RP)
(3)直流功率Pv
Pv= Vcc.Ic0
(4)集电极耗散功率PT PT= Pv- Po

(5)集电极的效率η
η= Po/ Pv
(6)集电极电流分解系数α(θ)
αn(θ)= Icmn/icmmax
(7)导通角θ
（θ一般取）

2、确定丙类放大器的工作状态
为了获得较高的效率η和最大的输出功率Po，选丙类放大器的工作状态为临界状态，θ=700，功放管为3DA1。3DA1的参数如表4-1所示。
表2-1 3DA1参数表
PCM
ICM
VCES
hfe
fT
AP
1W
750mA
≥1.5V
≥10
≥70MHz
13dB

(1) 最佳匹配负载

(2)由Po=0.5 Ucm.Icm1= Ucm2/(2 RP)可得：设集电极输出电压Ucm=9V
(3)集电极基波电流振幅：Icm1=Po/(0.5*Ucm)=111.1mA
(4)集电极电流最大值Icm= Icm1/α1(700)=111.1/0.44=252.5mA
(5)集电极电流直流分量Ic0= Icm*α0(700)=252.5*0.25=63.125mA
(6)电源供给的直流功率Pv= Vcc* Ic0=757.5mW
(7)集电极的耗散功率PT=Pv-Po=757.5-500=257.5mW(小于PCM =1W),顾管子达到最大功率是不会烧坏
(8)总效率η=Po/Pv=500/757.5=66%
(9)若设本级功率增益Ap=13dB(20倍)，则输入功率Pi=Po/Ap=25mW
输入功率Pi=25mW
(10)基极余弦脉冲电流的最大值Ibm(设晶体管3DA1的β=20)
Ibm= Icm/β=12.6mA
(11)基极基波电流的振幅Ibm1= Ibmα1(700)=12.6*0.44=5.55mA
(12)基极电流直流分量Ib0= Ibmα0(700)=21.45*0.25=3.15mA
(13)基极输入电压的振幅Ubm=2Pi/ Ibm1=9.4V
(14)丙类功放的输入阻抗

3、计算谐振回路及耦合回路的参数
(1) 最佳匹配负载RL=51
输出变压器线圈匝数比N5/N3(解决最佳匹配负载问题)

取N5=2，N3=3。
(2) 令谐振回路电容C11=100pF
则谐振回路电感L

(4)输出变压器初级线圈总匝数比N=N3+N4
高频变压器及高频电感的磁芯应采用镍锌(NXO)铁氧体，而不能采用硅钢铁芯，因其在高频工作时铁损耗过大。NXO-100环形铁氧体作高频变压器磁芯时，工作频率可达十几兆赫兹。
若采用外径*内径*高度=Φ10mm*Φ6mm*Φ5mm的NXO-100环来绕制输出耦合变压器，由公式

式中，=100H/m为磁导率；N为变压器初级线圈匝数；A=25mm2为磁芯截面积；l=25mm为平均磁路长度。计算得N=8，则N4=5
或
则 ，取值2~10，上述公式取2。
需要指出的是，变压器的匝数N3、N4、N5的计算值只能作为参考值，由于分布参数的影响，与设计值可能相差较大。为调整方便，通常采用磁芯位置可调节的高频变压器。
4、基极偏置电路
(1)发射极电阻R14
由公式

可得， V
U
U
V
o
bm
on
BB
5
.
2
70
cos

.
9.4
7
.
0
cos
-
=
*
-
=
*
-
=
q

V
I
I
V
c
e
BB
5
.
2
R
R
14
0
14
0
-
=
×
-
»
×
-
=

W
=
84
.
39
R
14

取标称值W
=
40
R
15

(2)高频旁路电容C12=0.01uF。
(3)高频扼流圈ZL2=47uH。
(4)可变电容CT=(5~20)pF。
5、元件清单
CT=(5~20)pF ZL2=47uH W
=
40
R
14, 后调制信号
C12=0.01uF
C11=100pF N3=5，N4=3, N5=2 、3DA1管子
2.2小信号功率放大器(功率激励级)设计
因为本次实验对该级有一定的增益要求，而中心频率是固定的，因此用LC并联回路作负载的小信号放大器电路。缓冲放大级采用谐振放大，L2和C10谐振在振荡载波频率上。若通频带太窄或出现自激则可在L2两端并联上适当电阻以降低回路Q值。

小信号功率放大输出
经缓冲隔离后已调波输入

2-2 小信号功率放大

可选用普通的小功率高频晶体管，如9018等1、计算电路参数
(1) 对于谐振回路C10,L2,由 本次课题C10取100pF 则
uH
C
f
L
10
10
*
100
*
)
10
*
5
*
14
.
3
*
2
(
1
)
2
(
1
12
2
6
10
2
0
»
=
=
-
p

(2)有效输出功率PH与输出电阻RH
放大器的输出功率PH应等于下级丙类功放的输入功率Pi=25mW，其输出负载RH等于丙类功放的输入的输入阻抗|Zi|=86Ω。即
PH=25mW
RH=86Ω
(3)设集电极电压振幅Ucm与等效负载电阻
若取功放的静态电流ICQ=ICm=8mA，则
Ucm= 2Po /ICQ=2Po /ICm=6.25V
W
»
W
=
=

780
2
.
781
2Po
Ucm
R'
2
H

(4)高频变压器匝数比N1/N2

取变压器次极线圈匝数N2=2，则初级线圈匝数N1=6。
(5)发射极直流负反馈电阻R13
W
=
-
-
=
-
-
=
75
.
643
8
6
.
0
25
.
6
12
13
mA
V
I
V
Ucm
Vcc
R
CQ
CES
取标称值650Ω
(6)功放输入功率Pi
本级功放采用3DG130晶体管，若取功率增益AP=13dB(20倍)，则输入功率
mW
A
Po
P
P
i
25
.
1
/
=
=

(7)功放输入阻抗Ri
交负
交负
R
R
r
R
bb
i
*
20
25
'
+
=
+
»
b
(取 20
=
b
)
若取交流负反馈电阻为20Ω，则
W
=
425
i
R

(8)本级输入电压振幅Uim
V
P
R
U
i
i
im
0
.
1
10
*
25
.
1
*
425
*
2
2
3
»
=
=
-

2、计算电路静态工作点
(1)、
V
R
I
V
CQ
EQ
15
.
5
75
.
643
*
10
*
8
3
13
=
=
×
=
-

V
V
V
EQ
BQ
87
.
5
7
.
0
=
+
=

mA
I
I
CQ
BQ
4
.
0
20
/
8
/
=
=
=
b

(2)R11、R12 (I1=5~10倍IBQ )
若取基极偏置电路的电流I1=10=10*0.4mA=4mA，则
W
»
=
=
k
mA
V
I
V
R
BQ
BQ
46
.
1
0
.
4
87
.
5
10
12

取标称值R12=1.5kΩ。
W
»
-
=
-
=
k
mA
V
I
V
Vcc
R
BQ
53
.
1
0
.
4
87
.
5
12
1
11

为了调节电路的静态工作点，R11可由标称值为1 kΩ的电阻与2kΩ的电位器成。
(3)高频旁路电容C10=0.02uF。
(4)输入耦合电容C9=0.02uF。
此外,还可以在直流电源VCC 支路上加高频电源去耦滤波网络,通常采用LC的Π型低通滤波器。电容可取0.01uF,电感可取47uH的色码电感或环形磁芯绕制。还可在输出变压器次级与负载之间插入LC滤波器，以改善负载输出波形。

3、元件清单
C9=0.02uF C10=0.02uF 电位器
W
+
W
=
k
k
R
2
0
.
1
11
R12=1.5K
W
=
20
13
R
N1=6， N2=2 R14=650Ω 3DG130管子

2.3缓冲隔离级电路(射极输出器)设计
从振荡器的什么地方取输出电压也是十分重要的。一般尽可能从低阻抗点取出信号，并加入隔离、缓冲级如射极输出器，以减弱外接负载对振荡器幅度、波形以及频率稳定度的影响。
射极输出器的特点是输入阻抗高，输出阻抗低，放大倍数接近于1。
1、电路形式
由于待传输信号是高频调频波，主要考虑的是输入抗高，传输系数大且工作稳定。选择电路的固定分压偏置与自给偏压相结合，具有稳定工作点特点的偏置电路。如图2-3所示。射极加RW2可改变输入阻抗。
已调波输入
经缓冲隔离后已调波输出

图2-3 射极输出器电路
2、估算偏置电路元件
(1)已知条件：Vcc=+12V，负载电阻RL=425Ω(宽带放大器输入电阻)，输出电压振幅等于高频宽带放大器输入电压振幅，即Uom=1V，晶体管为3DG100（3DG6）。3DG100的参数如表3-2所示。
表2-2 3DG100参数表
PCM
ICM
VCES
hfe
fT
AP
100mW
30mA

30~200
≥150MHz

β0=60。晶体管的静态工作点应位于交流负载线的中点，一般取UCEQ=7V，ICQ=(3~10)mA。
根据已知条件选取ICQ=5mA,，VCEQ=0.6Vcc=7V，则
W
=
-
=
-
=
=
+
k
mA
V
Vc
V
R
R
EQ
cc
w
0
.
1
5
7
12
I
I
V
CQ
CQ
EQ
2
10

(2)R10、Rw2： 取R10=500Ω，Rw2为1kΩ的电位器。
(3) R8、R9
VEQ=7.0V
VBQ= VEQ+0.7=7.7V
IBQ=ICQ/β0 =83.3uA
W
»
=
k
I
V
R
BQ
BQ
9
10
9

取标称值R9=9kΩ。
W
=
-
=
k
I
V
V
R
BQ
BQ
cc
1
.
5
10
8

取标称值R8=5.1kΩ。
(4)输入电阻Ri
若忽略晶体管基取体电阻的影响，有
W
»
+
=
k
R
R
R
R
R
R
L
w
i
75
.
2
]
||
)
[(
||
)
||
(
2
10
9
8
b
（RL=425Ω）
(5)输入电压Uim.
V
P
R
U
i
i
im
6
.
2
10
*
25
.
1
*
2750
*
2
2
3
»
=
=
-

(6)耦合电容C8、C9
为了减小射极跟随器对前一级电路的影响，C8的值不能过大，一般为数十pF，这里取C8=20pF，C9=0.02uF。
3、元件清单
C8=20pF C9=0.02uF W
=
k
R
1
.
5
8
W
=
k
R
9
9

R10=500Ω Rw2为1kΩ的电位器 晶体管为3DG100

2.4调频振荡器设计
调频振荡电路的作用是产生频率的高频振荡信号。变容二极管为线性调频，最大频偏kHz
f
m
7575

=
D
。发射机的频率稳定度由该级决定。调频振荡器电路如图2 -4示。
已调波输出

调制信号输入

图2-4 调频振荡器电路
LC调频振荡器是直接调频电路，是利用调制信号直接线性地改变载波瞬时频率。
如果为LC振荡器，则振荡频率主要取决于谐振回路电感和电容。将受到调制信号
控制的可变电抗与谐振回路连接，就可以使振荡频率按调制信号规律变化，实现直
接调频。
1、LC 振荡器
主要技术指标：工作中心频率：f0=5MHz；
最大频偏：f=75KHz；
频率稳定度：
(1)确定电路形式，设置静态工作点
本题对频率稳定度要求不是很高，故选用图1-7所示的改进型电容三点式振荡器与变容二极管调频电路。
(2)三点式振荡器设计：基极偏置电路元件R1、R2、R3、R4、C1的计算
图中，晶体管V1与C2、C3、C4、C5、Cj、L1组成改进型电容三点式振荡器，V1为共基组态，C1为基级耦合电容。 其静态工作点由R1、R2、R3、R4共同决定。晶体管V1选择3DG100，其参数见表2-2所示。
小功率振荡器的集电极静态工作电流ICQ一般为(1~4)mA。ICQ偏大，振荡幅度增加，但波形失真严重，频率稳定性降低。ICQ偏小对应放大倍数减小，起振困难。为了使电路工作稳定，振荡器的静态工作点取mA
I
CQ
3 , 后调制信号
=
,,测得三极管的。
mA
R
R
R
R
V
Vcc
I
CEQ
cQ
3
6
12
4
3
4
3
=
+
-
=
+
-
=

由(1-3)可得R3+R4=2kΩ，为了提高电路的稳定性，R4的值可适当增大，取R4=1kΩ，则R3=1kΩ。
V
k
mA
R
I
V
V
V
cQ
BE
BQ
EQ
3
1
*
3
4
=
W
=
»
-
=

V
V
R
R
R
Vcc
R
R
R
V
EQ
BQ
7
.
3
7
.
0
12
2
1
2
2
1
2
=
+
=
+
=
+
=

uA
mA
I
I
cQ
BQ
0
.
50
60
/
3
/
=
=
=
b

为了提高电路的稳定性，取流过电阻R2上的电流
mA
I
I
BQ
5
.
0
10
2
=
=

W
=
=
»
k
mA
V
I
V
R
BQ
4
.
5
5
.
0
7
.
2
2
2

取标称值R2=5.5kΩ。

据公式 W
=
*
-
=
*
+
=
K
R
V
V
R
V
R
R
R
V
BQ
CC
CC
BB
1
.
12
)
1
(
2
1
2
1
2
则

得
R1=12.1KΩ
实际运用时R1取10kΩ电阻与20kΩ电位器串联，以便调整静态工作点。C1为基极旁路电容，可取C1=0.01uF。C8=0.01uF,输出耦合电容。

2、调频电路设计
变容二极管利用PN结的结电容制成，在反偏电压作用下呈现一定的结电容（势垒电容），而且这个结电容能灵敏地随着反偏电压在一定范围内变化，其关系曲线称～曲线，如图所示。 图2-5 ～曲线
由图可见：未加调制电压时，直流反偏所对应的结电容为。当调制信号为正半周时，变容二极管负极电位升高，即反偏增加时，变容二极管的电容减小；当调制信号为负半周时，变容二极管负极电位降低，即反偏减小时，增大，其变化具有一定的非线性，当调制电压较小时，近似为工作在～曲线的线性段，将随调制电压线性变化，当调制电压较大时，曲线的非线性不可忽略，它将给
调频带来一定的非线性失真。

调频电路由变容二极管Cj和耦合电容C5组成，R6和R7 为变容二极管提供静态时的反向偏置电压VQ，。R5为隔离电阻，为了减小调制信号Ui对VQ的影响，一般要求R5远远大于R6和R7。C6和高频扼流圈ZL1对Ui相当于短路，C7为滤波电容。
变容二极管Cj通过C5部分接入振荡回路，有利于提高主振频率的稳定性，减小调制失真。变容二极管的接入系数，式中，Cj为变容二极管的结电容，它与外加电压的关系为
( Cj0 为变容管0偏时结电容,UD 为其PN结内建电位差,γ 为变容指数)
①变容二极管参数选择
测变容二极管的特性曲线，设置合适的静态工作点。本题给定变容二极管为2CC1C，并取变容管静态反向偏压，由特性曲线可得变容管的静态电容。

②计算主振回路元件值：C2、C3、C4、C5、L1
C2、C3、C4、C5、Cj、L1组成并联谐振回路，其中C3两端的电压构成振荡器的反馈电压，满足相位平衡条件。
比值C2/ C3=F，决定反馈系数的大小，F一般取0.125~0.5之间的值。
为了减小晶体管极间电容对振荡器振荡频率的影响，C2、C3的值要大。如果C4取几十皮法，则C2、C3在几百皮法以上。
因接入系数，一般接入系数，为减小振荡回路输出的高频电压对变容晶体管的影响，p值应取小，但p值过小又会使频偏达不到指标要求，可以先取p=0.2。则 ，取标称值。（VQ=-4V时Cj