基于电磁带隙结构的平衡五频带滤波器设计_周勇.pdf

收稿日期:2022-11-18基金项目:国家自然科学基金(61701195)通信作者:郭瑜,副教授,博士,主要从事高性能滤波器、传感器及系统的研究。E-mail:guoyu 电子元件与材料Electronic Components and Materials第 42 卷Vol.42第 5 期No.55 月May2023 年2023基于电磁带隙结构的平衡五频带滤波器设计周 勇,任鼎新,郭 瑜(江南大学 物联网工程学院,江苏 无锡 214122)摘 要:为满足现代微波滤波器高噪声抑制和多功能的性能需求,将电磁带隙结构(EBG)与微带线结构相结合,设计了一款具有高共模抑制的可调谐五频带平衡带通滤波器(BPF)。所提出的 BPF 结构由多对 EBG 谐振腔及平衡微带-槽线转换结构(MSTS)所组成,采用嵌套环型槽线来减小器件的插入损耗(IL),通过调节 EBG 结构中间金属柱半径和顶层槽线来实现对耦合系数 Ki和外部品质因数 Qe的控制。BPF 的通带可调谐特性可以通过改变电容 C 的大小实现,所提出的 BPF 在整个频带范围内表现出出色的(CM)抑制特性。为验证理论的有效性,加工制作了一款频率范围在 24.2 GHz 的平衡五频带带通滤波器,五个频带的中心频率依次为 2.15,2.49,2.94,3.46,3.95 GHz,测试结果显示在24.2 GHz 的范围内滤波器的 CM 抑制超过-40 dB,滤波器整体尺寸为 0.69g 0.95g。测试结果与仿真结果具有良好的一致性。关键词:共模抑制;电磁带隙结构;多通带;多功能;Q 值中图分类号:TN713文献标识码:ADOI:10.14106/ki.1001-2028.2023.1679引用格式:周勇,任鼎新,郭瑜.基于电磁带隙结构的平衡五频带滤波器设计 J.电子元件与材料,2023,42(5):584-591.Reference format:ZHOU Yong,REN Dingxin,GUO Yu.Design of balanced quint-band filter based on electromagneticbandgap structure J.Electronic Components and Materials,2023,42(5):584-591.Design of balanced quint-band filter based on electromagneticbandgap structureZHOU Yong,REN Dingxin,GUO Yu(School of Internet of Things Engineering,Jiangnan University,Wuxi 214122,Jiangsu Province,China)Abstract:To satisfy the demand of high noise suppression and multifunction for modern microwave filters,a tunable quint-band balanced bandpass filter(BPF)was proposed with high common-mode(CM)suppression,which combined theelectromagnetic bandgap(EBG)and the microstrip line structure.The proposed BPF consists of multiple pairs of EBGresonators and balanced microstrip-slotline transition structures(MSTS).The insertion loss(IL)of the device can bereduced by using multi-ring slotline.The tunable property of the proposed BPF can be achieved by changing the value of thecapacitances.The proposed BPF exhibits configurable performance under differential-mode(DM)operation as well as a highCM suppression level over the entire frequency band.Finally,a quint-band balanced filter operating at 2-4.2 GHz wasfabricated and measured.The central frequencies of the five bands were 2.15,2.49,2.94,3.46 GHz and 3.95 GHz.Measurement results show that the CM suppression of the filter exceeds-40 dB from 2 GHz to 4.2 GHz,and the overall sizeis 0.69g 0.95g.The experimental measurements agreed with the simulation of the designed band-pass filter.Keywords:common mode(CM)expression;electromagnetic bandgap(EBG);multiband;multifunction;quality factor 随着无线技术的不断发展,支持各种现代业务的多功能微波系统越来越受到关注1。BPF 作为现代无线通信系统中必不可少的无源元件,受到了广泛的关注。近年来,随着通信技术的不断发展,对 BPF 的性周勇,等:基于电磁带隙结构的平衡五频带滤波器设计能要求也越来越高2。随着 5G 技术不断发展,对频谱资源的需求日趋增大,同时随着系统集成度的不断提高,各种干扰信号也日趋增多。因此,能够提供高抗环境噪声和抑制共模(CM)信号能力的平衡 BPF 已成为许多研究工作的重点3。近年来,相关研究人员针对如何提高共模抑制能力以及如何增加滤波器频带数量方面做了一定的探索。Liu 等4提出利用微带线结合电磁混合耦合技术设计平衡 BPF 以提高滤波器的共模抑制能力,但该种方案仅适用于单通带的情况,且高频时会产生杂散谐波。Sun 等5利用基片集成波导(SIW)的固有共模抑制特性设计实现了三阶平衡 BPF,但由于 SIW 结构是在波导的基础上扩展而来,因此实现多频带时往往尺寸较大,限制了其在多通带滤波器设计中的应用。Liu等6采用直角等腰三角形贴片谐振器(RAITPR)构建了三阶平衡 BPF,该种方法虽然能实现共模抑制,但加工难度较大,对工艺精度要求较高,滤波器尺寸较大,难以应用于通带数量较多的情况。Dong 等7采用贴片谐振器和折叠槽线构建了一种带宽和中心频率均可控的双通带平衡 BPF,该种方案尽管实现了双通带平衡 BPF,但相对于其他同类型的平衡 BPF,其共模抑制能力较弱。因此,如何实现小尺寸、多通带、高共模抑制、可调谐的平衡滤波器仍是目前一个亟待解决的问题。针对于上述问题,本文结合光子晶体缩放理论,利用 EBG 结构设计实现了一种具有五个通带同时尺寸大小具有优势的可调谐平衡五频带 BPF。此外,采取微带线-槽线结构作为平衡输入输出端,利用其对共模信号的固有抑制特性实现了宽频带范围内高的共模抑制,同时引入了嵌套型的槽线结构来降低滤波器五个频带内的插入损耗(IL)。最终设计制造了一款共模抑制超过 40 dB,中心频率分别在 2.15,2.49,2.94,3.46,3.95 GHz 的可调谐平衡五频带 BPF,并进行了实际测试。1 理论设计1.1 电路结构分析在该部分中,提出了一种新的耦合方案以实现平衡五频带 BPF,其拓扑结构如图 1 所示。其中 R1和R1、R2和 R2、R3和 R3、R4和 R4、R5和 R5分别代表路径 1、路径 2、路径 3、路径 4 和路径 5 上的 EBG谐振腔,节点 Sl、Sl代表槽线传输线,Ml、Ml代表微带传输线,Sl2、Sl3、Sl2、Sl3表示位于顶层的耦合槽线。此外,在平衡 BPF 的设计过程中,由于单个频带范围很窄,因此外部品质因数对于控制多频带滤波特性十分重要。在本文中,顶层槽线 Sl2、Sl3分别控制谐振腔 1、谐振腔 2 和谐振腔 4、谐振腔 5 的外部品质因数,谐振腔 3 的外部品质因数会同时受到槽线Sl2、Sl3的影响。类似地,输出端口的外部品质因数也会受到 Sl2、Sl3的控制。两谐振器之间的耦合系数Mij主要受到中间金属柱的半径的影响,因此可以通过调整中间金属柱的半径来实现耦合系数 Mij的控制。图 1 所提出的平衡到平衡 BPF 耦合拓扑结构图Fig.1 The proposed balanced-to-balanced BPFcoupling topology基于所提出的拓扑结构,构造了平衡五频带 BPF,如图 2(a)和(b)分别为所提出的 BPF 的平面和立体结构图,结构采用双层 PCB 板设计,其中槽线刻蚀在底层金属层上,能量转换和耦合电路设计在 PCB 的顶层金属层上,微带线结构同样置于顶层金属层,通过微带线与共面波导(CPW)的转换将沿微带线传输的信号转化为沿 CPW 传输的信号,然后经由顶层的 CPW 将能量耦合至 EBG 基板,而电镀金属柱将作为 EBG 基板中的周期性晶格,将顶层与底层连接起来。如图 2(a)所示,所提出的 BPF 结构存在两种不同类型的过渡结构,其中过渡结构主要起到抑制共模信号的作用,过渡结构 则主要起能量转换和耦合的作用。此外,在底层接地平面上蚀刻有环形空气间隙将底层金属焊盘与周围接地平面隔开,通过集总电容将金属焊盘上的金属柱与 RF 信号地相连接,集总电容与金属柱自电感相并联构成 LC 并联谐振,实现滤波特性,谐振频率可以根据下式进行大致计算8:=1LorigCrCr=Corig+Clumped(1)式中:Lorig和 Corig分别为 EBG 谐振腔的自电感和自电容;Clumped为外接集总电容的大小。585电子元件与材料图 2 滤波器结构示意图。(a)平面图;(b)立体图Fig.2 Schematic of a quint-band EBG filter design.(a)Top view;(b)3D diagram1.2 等效电路分析图 3 给出了 BPF 的等效电路图,其中 Zmn(n=02)和 Zsn(n=15)分别代表微带线和槽线的等效特征阻抗,mn(n=12)和 sn(n=15)分别为微带线和槽线在中心频率 f0处所对应的等效电气长度,输入和输出端微带传输线的特征阻抗 Zm0为 50。MSTS 可等效为一变压器,槽线和微带线之间的耦合幅度可以通过变压器匝数比 n来调整,变压器的匝数比 n 由下述关系式确定9:n=J0ksWm2|J0kmWs2|k2s+k2mk2mk2rk2rcos(k1h)-k1sin(k1h)+k2sk1k1rcos(k1h)-k2sin(k1h)(2)式中:J0为零阶贝塞尔函数。k1、k2、ks、km分别由下式确定:k1=k20r-k2s-k2m=k0r-rs-rmk2=k0rs+rm-1ks=k0rskm=k0rm(3)式中:rs和 rm分别为槽线和微带线所对应的等效介电常数。1.3 过渡结构分析所提出的 BPF 采用微带线-槽线结构进行馈电,传统的微带线-槽线过渡结构主要由 U 型微带馈线和阶梯阻抗槽线构成,槽线延伸超过 U 型微带线约四分之一波长。为了获得更好的阻抗匹配,采用阶梯阻抗型微带线和槽线10。当共模信号输入时,中心平面 O-O 等效为磁壁,槽线电场垂直于中间的等效磁壁。根据电磁场理论,此时信号无法沿着槽线传播,从而起到了共模抑制的作用;而当 DM 信号输入时,中心平面 O-O 等效为电壁,信号能沿着槽线进行传播,因此 DM 信号可以通过微带线-槽线过渡结构。综上所述,微带线-槽线结构具有固有共模抑制且该特性独立于中心频率 f0,在 24.2 GHz 频率范围内具有良好的共模抑制能力。尽管微带线-槽线具有良好的共模抑制特性,然而由于槽线的半开放式结构,势必会产生辐射损耗,使得滤波器的 IL 增大,如图 4(a)。为降低结构的 IL,本文提出了一种新型的嵌套环型槽线结构,如图 4(b)所示。为分析嵌套环型槽线降低插入损耗的原理,图5 给出了嵌套环型槽线的电磁场分布图。从电磁场分布可以看出,嵌套环型槽线中存在着方向相反的电场,产生的磁场在某些方向上会相互抵消,减小了槽线的辐射损耗,进而降低了滤波器五个频带内的插入损耗。1.4 过渡结构分析过渡结构的主要作用是为了实现 CPW 与槽线之间的能量转换以及高效的能量耦合。为实现高效的能量耦合效率,CPW 保持末端短路的同时采用嵌套环形槽线使槽线末端等效开路,CPW 转槽线结构的性能将会直接影响滤波器的传输特性。此外,值得注意的是所构造的 CPW 转槽线结构不仅需要高效的能量耦合效率,还必须具有宽带耦合能力,因为所提出的五频带的频率范围为 24.2 GHz,处于较宽的频率范围内。685周勇,等:基于电磁带隙结构的平衡五频带滤波器设计图 3 平衡 BPF 的等效电路图Fig.3 Equivalent circuit of the proposed filte图 4 微带线-槽线结构。(a)传统型;(b)嵌套环型Fig.4 Microstrip-slotline structure.(a)Traditional type;(b)Multi-ring type图 5 嵌套环型槽线电磁场分布Fig.5 Electric field distribution of multi-ring slotline根据结构图 2(a)可以得到,滤波器单个通带的外部品质因数 Q 主要受到过渡结构的影响,可根据 S曲线的群时延来进行提取,提取公式为:Qe=0s110()4(4)根据式(4)提取出 Qe1与 Ls3之间的关系曲线如图 6(a)所示,同理可得到外部品质因数 Qe2、Qe3、Qe5与槽线物理参数之间的关系曲线。如图6 所示,可以看到随着Ls2和 Ls3的增大,Qe2和 Qe1逐渐减小;对于 Qe3而言,随着 Wt1的逐渐增大,Qe3逐渐减小,且 Lt1越大,Qe3越小;Qe5与 Qe3类似,随着Wt的逐渐增大,Qe5逐渐减小,且Lt越大,Qe5越小。根据上述曲线看出,Qe1、Qe2、Qe3、Qe5呈现出类似的变化趋势,而 Qe4的变化趋势与之不同,这是由于 Qe4受到了上下两槽线的共同影响。图 7 给出了外部品质因数 Qe4随 Lt1、Wt1、Lt、Wt的变化曲线,从图中看出随着 Wt的逐渐增大,Qe4逐渐减小,且 Lt越大,Qe4越小,而与此同时,随着 Wt1的逐渐增大,Qe4逐渐增大,且 Lt1越大,Qe4越大,即Qe4受到上下两侧槽线的影响是相反的。综上所述,在设计滤波器时可以通过调节能量转换槽线的物理参数,使得外部品质因数满足设计要求。2 电磁场分布图 8、图 9 给出了部分通带中心频率处所对应的磁场分布和电场分布图。根据电场分布看出,当处在对应通带的频带范围以内时,此时对应 EBG 谐振腔位785电子元件与材料置处的电场强度最强,其他位置的电场相对较弱,各个通带中心频率处的电场相互独立,彼此间互不影响。从磁场分布可以看出,对于每一个通带,在其中心频率处磁场始终环绕该 EBG 谐振腔,且在该 EBG 谐振腔附近的磁场强度最强,其他位置处的磁场较弱,各个通带之间互不影响。图 6 外部品质因数随槽线物理参数的变化情况。(a)Qe 1、Qe 2随 Ls 3、Ls 2的变化情况;(b)Qe 3随 Lt 1、Wt 1的变化情况;(c)Qe 5随 Lt、Wt的变化情况Fig.6 Changes of external quality factor with physicalparameters of slotline.(a)Qe1,Qe2with Ls3,Ls2;(b)Qe3with Lt1,Wt1;(c)Qe5with Lt,Wt本文中通带间互相影响的主要原因在于相邻谐振频率点通带之间的互相干扰,例如中心频率为 2.50GHz 和 2.15 GHz 的两个通带之间的相互影响。为排除这种干扰,在设计时可将这两个 EBG 谐振腔的距离拉远,使得两谐振腔之间间隔多个 EBG 谐振腔,从而使互相之间的影响降到最低,实现五个通带互相独立可调。根据上述分析,为实现五个通带之间的相互独立,在设计时采取将各个通带打乱排序的方法,从上至下 EBG 谐振腔所对应通带的中心频率依次为 2.50,4,3.5,3,2.15 GHz。图 7 外部品质因数 Qe 4随耦合槽线的变化曲线。(a)Qe 4与 Lt、Wt之间的关系曲线;(b)Qe 4与Lt 1、Wt 1之间的关系曲线Fig.7 Changes of external quality factor Qe4with physicalparameters of slotline.(a)Qe4with Lt,Wt;(b)Qe4with Lt1,Wt13 仿真测试结果3.1 仿真结果为了验证上述分析的正确性,对原平衡五频带BPF 进 行仿真验证,介质 基 板 材 料 选 择 为 RogersRO4350B,厚度为 1.524 mm,相对介电常数为 3.48,金属层材料选择为铜,厚度为 0.0175 mm。885周勇,等:基于电磁带隙结构的平衡五频带滤波器设计仿真结果显示,当分别改变通带一和通带二所对应的 EBG 谐振腔外接集总电容值时,如图 10 所示,可以看到当通带一所对应的集总电容值 C5从 5.8 pF增加至 6.6 pF 时,通带一的中心频率逐渐减小,同时其余通带的中心频率基本不变。同理,如图 10(b)所示,当通带二所对应的集总电容值 C1从 4.2 pF 增加至 4.6 pF 时,通带二的中心频率逐渐减小,与此同时其余通带则基本上保持不变。图 8 EBG 谐振腔磁场分布图。(a)通带二;(b)通带三;(c)通带四Fig.8 Magnetic field distribution of EBG resonator.(a)Band 2;(b)Band 3;(c)Band 4图 9 EBG 谐振腔电场强度分布。(a)频带二;(b)频带五Fig.9 Electric field distribution of EBG resonator.(a)Band 2;(b)Band 5综上所述,仿真结果表明各个通带之间互相独立,互不干扰,可以通过改变外接集总电容值来实现各个通带的独立可控。3.2 测试结果基于上述分析,本文设计了一款中心频率分别在2.15,2.50,3.0,3.4,3.9 GHz 的可调谐平衡五频带 BPF。为验证设计方案的准确性,结合 PCB 工艺加工得到了五频带平衡滤波器并进行了相关测试。经过仿真优化后的 BPF 的物理尺寸如下:W1=2.2 mm,W2=3.65 mm,W3=3.43 mm,W4=2.8 mm,Wi1=Wi2=0.68 mm,Ws=11.32 mm,Ws1=8.12 mm,Wc=1.68mm,Wt=Wt1=3 mm,L1=12.5 mm,L2=23.2 mm,Ls=4.5 mm,Ls1=4.6 mm,Ls2=Ls3=5.6 mm,Lt=Lt1=4.5 mm,Width=2 mm,Widthofslotline1=0.6 mm,Widthofslotline2=0.9 mm,Sx=7 mm,Sy=4.5 mm,Dm1=2 mm,Dm2=1.5 mm,Dm3=2.6 mm,Dm4=2.2mm,Dm5=2 mm,Dp=2.3 mm,D1=0.4 mm。图 10 集总电容与通带中心频率关系曲线。(a)改变 C5;(b)改变 C1Fig.10 Relationship between the capacitance and the centerfrequency.(a)Change C5;(b)Change C1985电子元件与材料该滤波器的尺寸大小为 0.69g 0.95g,其中 g为中心频率在 2.15 GHz 时所对应的特征波长。使用矢量网络分析仪(是德科技,E5071C)进行测试,测量结果与仿真结果对比如图 11 所示。滤波器实物图如图12 所示。图 11 滤波器仿真及测试结果。(a)差模;(b)共模Fig.11 Simulated and measured results of the proposed filter.(a)Difference mode;(b)Common mode实测结果显示各个通带中心频率依次为 2.18,2.5,2.91,3.42,3.83 GHz,插入损耗依次为 3.16,3.39,4.23,2.89,1.30 dB。共模实测结果相对于仿真结果存在着一定的偏差,但实测结果显示共模抑制在 24.2 GHz 频率范围内始终大于-40 dB。差模实测结果与仿真结果基本一致,插入损耗的增大是由于实际电容的非理想以及 SMV 接口处的焊接损耗。此外,第三和第五通带中心频率发生一定偏移的原因可能是实际电容值与标定容值之间存在一定的偏差。本文采用 Roger 4350B 作为介质基板材料,若后续采用损耗角更小的介质材料,可以进一步降低滤波器的介质损耗,提高带内性能。表 1 给出了本文设计与现有滤波器的对比情况,可以看到所设计的滤波器在通带数量、共模抑制能力以及尺寸大小方面具有优势。图 12 滤波器实物图。(a)正面图;(b)背面图Fig.12 Photographs of fabricated quint-band filter.(a)Top view;(b)Bottom view表 1 与现有文献中多通带滤波器对比Tab.1 Comparisons with some related multiband balanced filters文献通带数量类型插入损耗(dB)CM 抑制能力(dB)尺寸大小72微带线0.51/1.4226.50.71g0.34g114微带线 1.9/2.7/3.8/4.6321.08g0.74g123微带线 0.71/0.92/0.67200.56g0.43g133微带线 0.74/1.29/1.41 36.7/59/48.7 1.34g1.29g本文5EBG1.65/1.85/1.94/1.74/1.7540.60.69g0.95g4 结论本文提出了一种可调谐平衡五频带带通滤波器结构,设计采用微带线-槽线过渡结构实现了 2 4.2GHz 频带范围内高的共模抑制,通过引入嵌套环型槽线降低插损,此外,滤波器的可调谐特性可以通过改变外接集总电容容值大小设计实现。所提出的 BPF 在频带数量、共模抑制等方面均具有优势。为验证设计方法正确性,实际制造和测试了所提出的结构,结果显示测试与仿真结果具有较好的一致性。本文所提出的结构由于具有频带数量的优势和较高的共模抑制性能,可以被应用于各种平衡或差分电路中,具有广阔095周勇,等:基于电磁带隙结构的平衡五频带滤波器设计的应用前景。参考文献:1Wei F,Zhang C Y,Zeng C,et al.A reconfigurable balanced dual-band bandpass filter with constant 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