电力拖动专业课程设计.docx

目录1概述- 2 -2 设计任务及要求- 3 -2.1初始条件- 3 -2.2要求完成的主要任务- 3 -3 理论设计- 4 -3.1 方案论证- 4 -3.1.1 直流电动机的调速方法介绍- 4 -3.1.2 选择PWM控制系统的理由- 5 -3.1.3 采用转速电流双闭环的理由- 6 -3.2 系统设计- 7 -3.2.1主电路设计- 7 -3.2.2系统稳态分析- 8 -3.2.3电流调节器的设计- 8 -3.2.4转速调节器的设计- 13 -4系统主电路设计- 19 -4.1电路组成及系统分析- 19 -4.2电路总体介绍- 19 -4.3 PWM变换器介绍- 20 -4.4主电路参数计算及选型- 23 -4.4.1整流部分的参数- 23 -4.4.2 IGBT管的参数- 24 -4.4.3 缓冲电路参数- 24 -4.4.4 平波电抗器参数- 25 -5保护电路- 27 -5.1电流检测- 27 -5.2 脉冲变压器- 27 -5.3 给定单元- 27 -心得体会- 28 -参考文献- 29 -摘要本设计以电力电子学和电机调速技术为基础，设计了一个基于PWM控制技术直电机调速控制系统。为了得到好动静态性能，该控制系统采取了双闭环控制，并介绍了双闭环系统设计和参数计算，而且进行了对应仿真。依据仿真波形进行了系统动静态性能检验。然后设计系统主电路和触发电路，保护电路，整流电路等电路结构和电路中应用元件参数计算和选型。本设计主回路使用半桥电路结构，经过一个双刀双掷开关切换来实现电机正反转运行。对于调速系统中要用到大功率半导体开关器件，本设计选择是IGBT。给出了专用IGBT驱动芯片SG3525内部结构和应用电路。保护电路采取RCD保护电路，对R和C参数进行了计算。整流电路采取了单相不控整流，对变压器参数和电抗器和滤波电容进行了对应参数计算。最终将系统总原理图绘制出来。关键词: IGBT；PWM控制；双闭环；调速PWM直流脉宽调速系统设计1概述现在，直流调速技术研究和应用已达成比较成熟地步，尤其是伴随全数字直流调速出现，更提升了直流调速系统精度及可靠性。现在中国各大专院校，科研单位和厂家也全部在开发直流调速装置，但大多数调速技术全部是结合工业生产中，而在民用中应用相对较少，所以应用已经有成熟技术开发性能价格比高，含有自主知识产权直流调速单元，将有宽广应用前景。而双闭环（电流环、转速环）调速系统是一个目前应用广泛，经济，适用电力传动系统。它含有动态响应快、抗干扰能力强等优点。我们知道反馈闭环控制系统含有良好抗扰性能，它对于被反馈环前向通道上一切扰动作用全部能有效加以抑制。采取转速负反馈和PI调整器单闭环调速系统能够再确保系统稳定条件下实现转速无静差。但假如对系统动态性能要求较高，比如要求起制动、突加负载动态速降小等等，单闭环系统就难以满足要求。这关键是因为在单闭环系统中不能完全根据需要来控制动态过程电流或转矩。在单闭环系统中，只有电流截止至负反馈步骤是专门用来控制电流。但它只是在超出临界电流值以后，强烈负反馈作用限制电流冲击，并不能很理想控制电流动态波形。在实际工作中，我们期望在电机最大电流限制条件下，充足利用电机许可过载能力，最好是在过分过程中一直保持电流（转矩）为许可最大值，使电力拖动系统尽可能用最大加速度开启，抵达稳定转速后，又让电流立即降下来，使转矩立即和负载相平衡，从而转入稳态运行。这时，开启电流成方波形，而转速是线性增加。这是在最大电流转矩条件下调速系统所能得到最快开启过程。2 设计任务及要求2.1初始条件 1技术数据： PWM变流装置：Rrec=0.5，Ks=44。 负载电机额定数据：PN=8.5KW，UN=230V，IN=37A，nN=1450r/min，Ra=1.0，Ifn=1.14A，GD2=2.96N.m2 系统主电路：Tm=0.07s，Tl=0.005s 2技术指标 稳态指标：无静差动态指标：电流超调量：i5%，起动到额定转速时超调量：n8%，动态速降n10%，调速系统过渡过程时间（调整时间）ts1s2.2要求完成关键任务1技术要求： (1) 该调速系统能进行平滑速度调整，负载电机可逆运行，含有较宽调速范围（D10），系统在工作范围内能稳定工作 (2) 系统在5%负载以上改变运行范围内电流连续 2设计内容：(1) 依据题目标技术要求，分析论证并确定主电路结构型式和闭环调速系统组成，画出系统组成原理框图 (2) 调速系统主电路元部件确实定及其参数计算（包含有变压器、电力电子器件、平波电抗器和保护电路等） (3) 动态设计计算：依据技术要求，对系统进行动态校正，确定ASR调整器和ACR调整器结构型式及进行参数计算，使调速系统工作稳定，并满足动态性能指标要求(4) 绘制PWM直流脉宽调速系统电气原理总图（要求计算机绘图） (5) 整理设计数据资料，课程设计总结，撰写设计计算说明书3 理论设计3.1 方案论证3.1.1 直流电动机调速方法介绍直流电动机调速方法有三种：（1）调整电枢供电电压U。改变电枢电压关键是从额定电压往下降低电枢电压，从电动机额定转速向下变速，属恒转矩调速方法。对于要求在一定范围内无级平滑调速系统来说，这种方法最好。改变碰到时间常数较小，能快速响应，不过需要大容量可调直流电源。（2）改变电动机主磁通。改变磁通能够实现无级平滑调速，但只能减弱磁通进行调速（简称弱磁调速），从电机额定转速向上调速，属恒功率调速方法。改变时间碰到时间常数同改变碰到相比要大得多，响应速度较慢，但所需电源容量小。（3）改变电枢回路电阻R。在电动机电枢回路外串电阻进行调速方法，设备简单，操作方便。不过只能进行有级调速，调速平滑性差，机械特征较软；空载时几乎没什么调速作用；还会在调速电阻上消耗大量电能。改变电阻调速缺点很多，现在极少采取，仅在有些起重机、卷扬机及电车等调速性能要求不高或低速运转时间不长传动系统中采取。弱磁调速范围不大，往往是和调压调速配合使用，在额定转速以上作小范围升速。对于要求在一定范围内无级平滑调速系统来说，以调整电枢供电电压方法为最好。所以，自动控制直流调速系统往往以调压调速为主速。改变电枢电压调速是直流调速系统采取关键方法，调整电枢供电电压需要有专门可控直流电源，常见可控直流电源有以下三种：（1）旋转变流机组。用交流电动机和直流发电机组成机组，以取得可调直流电压。（2）静止可控整流器。用静止可控整流器，如汞弧整流器和晶闸管整流装置，产生可调直流电压。（3）直流斩波器或脉宽调制变换器。用恒定直流电源或不可控整流电源供电，利用直流斩波或脉宽调制方法产生可调直流平均电压。因为旋转变流机组缺点太多，采取汞弧整流器和闸流管这么静止变流装置来替换旋转变流机组，形成所谓离子拖动系统。离子拖动系统克服旋转变流机组很多缺点，而且缩短了响应时间，不过因为汞弧整流器造价较高，体积仍然很大，维护麻烦，尤其是水银假如泄漏，将会污染环境，严重危害身体健康。现在，采取晶闸管整流供电直流电动机调速系统（即晶闸管电动机调速系统，简称V-M系统，又称静止Ward-Leonard系统）已经成为直流调速系统关键形式。不过，晶闸管整流器也有它缺点，关键表现在以下方面：（1）晶闸管通常是单向导电元件，晶闸管整流器电流是不许可反向，这给电动机实现可逆运行造成困难。必需实现四象限可逆运行时，只好采取开关切换或正、反两组全控型整流电路，组成V-M可逆调速系统，后者所用变流设备要增多一倍。（2）晶闸管元件对于过电压、过电流和过高du/dt和di/dt十分敏感，其中任意指标超出许可值全部可能在很短时间内元件损坏，所以必需有可靠保护装置和符合要求散热条件，而且在选择元件时还应保留足够余量，以确保晶闸管装置可靠运行。（3）晶闸管控制原理决定了只能滞后触发，所以，晶闸管可控制整流器对交流电源来说相当于一个感性负载，吸收滞后无功电流，所以功率原因低，尤其是在深调速状态，即系统在较低速运行时，晶闸管导通角很小，使得系统功率原因很低，并产生较大高次谐波电流，引发电网电压波形畸变，殃及周围用电设备。假如采取晶闸管整流装置调速系统在电网中所占容量比重较大，将造成所谓“电力公害”。为此，应采取对应无功赔偿、滤波和高次谐波抑制方法。（4）晶闸管整流装置输出电压是脉动，而且脉波数总是有限。假如主电路电感不是很大，则输出电流总存在连续和断续两种情况，所以机械特征也有连续和断续两段，连续段特征比较硬，基础上还是直线；断续段特征则很软，而且展现出显著非线性。因为以上种种原因，所以选择了脉宽调制变换器进行改变电枢电压直流调速系统。3.1.2 选择PWM控制系统理由脉宽调制器UPW采取美国硅通用企业（Silicon General）第二代产品SG3525，这是一个性能优良，功效全、通用性强单片集成PWM控制器。因为它简单、可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器设计及调试，故取得广泛使用。PWM系统在很多方面含有较大优越性 ：1） PWM调速系统主电路线路简单，需用功率器件少。2）开关频率高，电流轻易连续，谐波少，电机损耗及发烧全部较小。3）低速性能好，稳速精度高，调速范围广，可达成1：10000左右。4）假如能够和快速响应电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强。5）功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率合适时，开关损耗也不大，所以装置效率较高。 6）直流电源采取不可控整流时，电网功率因数比相控整流器高。3.1.3 采取转速电流双闭环理由同开环控制系统相比，闭环控制含有一系列优点。在反馈控制系统中，不管出于什么原因（外部扰动或系统内部改变），只要被控制量偏离要求值，就会产生对应控制作用去消除偏差。所以，它含有抑制干扰能力，对元件特征改变不敏感，并能改善系统响应特征。因为闭环系统这些优点所以选择闭环系统。单闭环速度反馈调速系统，采取PI控制器时，能够确保系统稳态速度误差为零。不过假如对系统动态性能要求较高，假如要求快速起制动，突加负载动态速降小等，单闭环系统就难以满足要求。这关键是因为在单闭环系统中不能完全根据要求来控制动态过程电流或转矩。另外，单闭环调速系统动态抗干扰性较差，当电网电压波动时，必需待转速发生改变后，调整作用才能产生，所以动态误差较大。在要求较高调速系统中，通常有两个基础要求：一是能够快速开启制动；二是能够快速克服负载、电网等干扰。经过分析发觉，假如要求快速起动，必需使直流电动机在起动过程中输出最大恒定许可电磁转矩，即最大恒定许可电枢电流，当电枢电流保持最大许可值时，电动机以恒加速度升速至给定转速，然后电枢电流立即降至负载电流值。假如要求快速克服电网干扰，必需对电枢电流进行调整。以上两点全部包含电枢电流控制，所以自然考虑到将电枢电流也作为被控量，组成转速、电流双闭环调速系统。3.2 系统设计3.2.1主电路设计依据设计任务可知，要求系统在稳定前提下实现无静差调速，并要求很好动态性能，可选择PI控制转速、电流双闭环直流调速系统，以完全达成系统需要。转速、电流双闭环直流调速系统框图图3-1所表示。图3-1 转速、电流双闭环调速系统系统框图两个调整器输出均带限幅作用,转速调整器ASR输出限幅电压决定了电流给定电压最大值，电流调整器ACR输出限幅电压限制了电力电子电换器最大输出电压。双闭环直流调速系统原理框图以下图3-2所表示：图3-2 双闭环直流调速系统原理框图图3-3 系统实际动态原理框图3.2.2系统稳态分析P调整器输出量总是正比于其输入量，而PI调整器则不然，其输出量在动态过程中决定于输入量积分，抵达稳态时，输入为零，输出稳态值和输入无关，而是由它后面步骤需要决定。依据各调整器给定和反馈值计算相关反馈系数转速反馈系数 （11）电流反馈系数 （12）本设计取最大许可电流 Idbl=1.5IN调整器输入输出电压：Unm*=10V , Uim*=10V , Ucm=10V3.2.3电流调整器设计 3.2.3.1电流环简化在图3-2虚线框内电流环中，反电动势和电流反馈作用相互交叉，这将给设计工作带来麻烦。实际中，对电流环来说，反电动势是一个改变比较慢扰动，在电流瞬变过程中，能够认为反电动势基础不变，即E0.其中忽略反电动势对电流环近似条件是 （13）式中 电流环开环频率特征截止频率。假如把给定滤波和反馈滤波两个步骤全部等效地移到环内，同时把给定信号改为，则电流环便等效成单位负反馈系统，图3-4(b)所表示，从这里能够看出两个滤波时间常数取值相同方便之处。最终，因为和通常全部比小得多，能够看成小惯性群而近似看作是一个惯性步骤，其时间常数为 （14）则电流环结构框图最终简化成图3-4(c)所表示。简化近似条件为 （15）(a)(b)(c)图3-4电流环动态结构框图及其简化(a)忽略反电动势动态影响 (b)等效成单位负反馈(c)小惯性步骤近似处理3.2.3.2电流调整器设计从稳态要求上看，期望电流无静差，以得到理想堵转特征，由图3-4c能够看出，采取型系统就够了。再从动态要求上看，实际系统不许可电枢电流在突加控制作用时有太大超调，以确保电流在动态过程中不超出许可值，而对电网电压波动立即抗扰作用只是次要原因。为此，电流环应跟随性能为主，即应选择经典型系统。图3-4c 表明，电流环控制对象是双惯性型，要校正成经典型系统，显然应采取PI型电流调整器，其传输函数能够写成 （16）式中 电流调整器百分比系数； 电流调整器超前时间常数。为了让调整器零点和控制对象大时间常数极点对消，选择 （17）则电流环动态结构框便成为图3-5所表示经典形式，其中 （18）图3-5 校正成经典型系统电流环动态结构框图上述结果是在一系列假定条件下得到，现将用过假定条件归纳以下，方便具体设计时校验。（1） 电力电子变换器纯滞后近似处理 （19）（2） 忽略反电动势改变对电流环动态影响 （110）（3） 电流环小惯性群近似处理 （111）3.2.3.3电流调整器参数计算由式（1-5）能够看出，电流调整器参数是和，其中已选定，见式（1-6），待定只有，可依据所需要动态性能指标选择。依据电流超调量，由表1，可选和值。通常，取=0.707，则 （112）表1 经典型系统动态跟随性能指标和频域指标和参数关系参考关系KT0.250.390.50.691.0阻尼比1.00.80.7070.60.5超调量0%1.5%4.3%9.5%16.3%上升时间6.6T4.7T3.3T2.4T峰值时间8.3T6.2T4.7T3.6T相角稳定裕度截止频率0.243/T0.367/T0.455/T0.596/T0.786/T再利用式（17）和式（16）得到 （113）假如实际系统要求跟随性能指标不一样，式（111）和式（112）当然应作对应改变。另外，假如对电流环抗扰性能也有具体要求，还得再校验一下抗扰性能指标是否满足。3.2.3.4电流调整器实现含给定滤波和反馈滤波模拟式PI型电流调整器原理图图3-6所表示。图中为电流给定电压。为电流负反馈电压，调整器输出就是电力电子变换器控制电压。图3-6 含给定滤波和反馈滤波模拟式PI型电流调整器原理图依据运算放大器电路原理，能够轻易地导出 （114） （115） （116）3.2.3.5电流调整器参数计算由公式（1-6）得电流调整器传输函数为，要求得具体参数，则需要知道及，为了让调整器零点和控制对象大时间常数极点对消，选择,则由公式（1-8）可得到电流环放大系数，要求0， 0；在T1截止时因为电感电流不能突变，电流 AB经D2续流形成回路为B-A-D2-B，仍有UBA0，IBA0，电机工作在正转电动状态(第一象限)，T1，D2组成一个Buck变换器。若T1截止，电流反向，T2周期性地通断，在T2导通T0时间内，形成电流回路AT2一BA；在T2截止时，因为电感电流不能突变，电流 AB经D1续流形成回路为AD1一PN A，此时0，0，电机工作在正转制动状态(第二象限)，T2，D1组成一个Boost变换器。只要改变T1，T2导通时间大小，即改变给T1，T2所加门极驱动信号脉冲宽度，即可改变UAB和IAB大小调控直流电动机转速和转矩。若使COM 端和电机电枢绕组B端相接，A端接N，可使电机工作在正转电动或制动状态(I，象限)，若使COM端和A相接而B端接N，可使电机工作在反转电动或制动状态(II，IV象限)。正转或反转状态电机电枢绕组连接经过状态开关进行切换。这么仅用两个开关器件就可实现电机四象限运行。电机转速经测速发电机和FBS(转速变换器)输出到ASR(转速调整器)，作为ASR输入并和给定电压比较，组成系统外环，ASR输出作为ACR(电流调整器)输入并和主电路电流反馈信号进行比较作为系统内环。因为电流调整器输出接到SG3525第2脚，R2为限流电阻，所以要求电流调整器再经过一个反号器输出电压极性必需为正，转速调整器输出作为电流调整器给定则又要求其输出电压信号为正，最终转速调整器给定选择了负极性可调电压，图5-1所表示。ASR和ACR均采取PI调整器，利用电流负反馈和速度调整器输出限幅步骤作用，使系统能够快速起制动，突加负载动态速降小，含有很好加速特征。4.3 PWM变换器介绍脉宽调速系统关键电路采取脉宽调制式变换器，简称PWM变换器。PWM变换器有不可逆和可逆两类，可逆变换器又有双极式、单极式和受限单极式等多个电路。可逆PWM变换器主电路结构形式有T型和H型两种，其基础电路图5-7所表示 图5-7可逆PWM变换器电路 （a）T型PWM变换器电路 （b）H型PWM变换器电路。 T型电路由两个可控电力电子器件和和两个续流二极管组成，所用元件少，线路简单，组成系统时便于引出反馈，适适用于作为电压低于50V电动机可控电压源；不过T型电路需要正负对称双极性直流电源，电路中电力电子器件要求承受两倍电源电压，在相同直流电源电压下，其输出电压幅值为H型电路二分之一。H型电路是实际上广泛应用可逆PWM变换器电路，它由四个可控电力电子器件（以下以电力晶体管为例）和四个续流二极管组成桥式电路，这种电路只需要单极性电源，所需电力电子器件耐压相对较低，不过组成调速系统电动机电枢两端浮地。 H型变换器电路在控制方法上分为双极式、单极式和受限单极式三种。（1）双极式可逆PWM变换器： 双极式可逆PWM变换器主电路图5-7（b）所表示。四个电力晶体管分为两组，VT1和VT4为一组，VT2和VT3为一组。同一组中两个电力晶体管基极驱动电压波形相同，即，VT1和VT4同时导通和关断；，VT2和VT3同时导通和关断。而且，和，相位相反，在一个开关周期内VT1，VT4和VT2，VT3两组晶体管交替地导通和关断，变换器输出电压在一个周期内有正负极性改变，这是双极式PWM变换器特征，也是“双极性”名称由来。因为电压极性改变，使得电枢回路电流改变存在两种情况，其电压、电流波形图5-8所表示。图5-8双极式PWM变换器电压和电流波形 （a）电动机负载较重时 （b）电动机负载较轻时假如电动机负载较重，平均负载电流较大，在时，和为正，VT1和VT4饱和导通；而和为负，VT2和VT3截止。这时，加在电枢AB两端，电动机处于电动状态。在时，和为负，VT1和VT4截止；和为正，在电枢电感释放储能作用下，电枢电流经二极管VD2和VD3续流，在VD2和VD3上正向压降使VT2和VT3c-e极承受反压而不能导通，,电动机仍处于电动状态。相关参量波形图示于图5-8（a）。假如电动机负载较轻，平均电流小，在续流阶段电流很快衰减到零，即当初，。于是在时，VT2和VT3c-e极两端失去反压，并在负电源电压（）和电动机反电动势E共同作用下导通，电枢电流反向，电动机处于反接制动状态。在（）时，和变负，VT2和VT3截止，因电枢电感作用，电流经VD1和VD4续流，使VT1和VT4c-e极承受反压，即使和为正，VT1和VT4也不能导通，电动机工作在制动状态。当初，VT1和VT4才导通，电流又沿回路1流通。相关参量波形示于图5-8（b）。这么看来，双极式可逆PWM变换器和含有制动作用不可逆PWM变换器电流波形差不多，关键区分在于电压波形；前者，不管负载是轻还是重，加在电动机电枢两端电压全部在和之间变换；后者电压只在和0之间变换。这里并未反应出“可逆”作用。实现电动机制可逆运行，由正、负驱动电压脉冲宽窄而定。当正脉冲较宽时， ，电枢两端平均电压为正，在电动运行时电动机正转；当正脉冲较窄时，平均电压为负，电动机反转。假如正、负脉冲宽度相等，平均电压为零，电动机停止运转。因为双极式可逆PWM变换器电动机电枢两端平均电压为 若仍以来定义PWM电压占空比，则双极式PWM变换器电压占空比为改变即可调速，改变范围为。为正值，电动机正转；为负值，电动机反转；，电动机停止运转。在时，电动机即使不动，但电枢两端瞬时电压和流过电枢瞬时电流全部不为零，而是交变。这个交变电流平均值为零，不产生平均转矩，徒然增加了电动机损耗，当然是不利。不过这个交变电流使电动机产生高频微振，能够消除电动机正、反向切换时静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”作用，有利于快速切换。4.4主电路参数计算及选型4.4.1整流部分参数变压器和滤波电容选择整流部分是用不控整流，设变压器原边电压为U1副边电压为U2，Ud是静电容滤波后电压。则当空载时相当于电阻无穷大，Ud=1.414U2,zh重载时Ud=0.9U2再设计时依据负载情况选择C使RC（3-5）*T/2 （51）T是交流电源周期，此时Ud=1.2U2取Ud=300V，U2=250V，假设交流输入侧是220V 50HZ工频交流电则变压器变比为220/250=0.88，变压器容量S=250*55.5=13875W,取20kW。滤波电容C=0uF实际能够取小一点，电压450V，正常工作时电流为37A，最大时为1.5In=55.5二极管承受最高电压为1.414U2=353.5V，流过电流I=0.5Id，所以能够选择对应电力二极管KBPC50-10（1000V，50A） 。4.4.2 IGBT管参数IGBT（Insulated Gate Bipolor Transistor）叫做绝缘栅极双极晶体管。这种器件含有MOS门极高速开关性能和双极动作高耐压、大电流容量两种特点。其开关速度可达1mS，额定电流密度100A/cm2，电压驱动，本身损耗小。设计中选IGBT管型号是SGL160N60UFD,它参数以下：极限电压Vm：600V极限电流Im：160 A耗散功率P：250 W 驱动电压：20V4.4.3 缓冲电路参数图5-7(b)所表示，H桥电路中采取了缓冲电路，由电阻和电容组成。 IGBT缓冲电路功效侧重于开关过程中过电压吸收和抑制，这是因为IGBT工作频率能够高达30-50kHz；所以很小电路电感就可能引发颇大，从而产生过电压，危及IGBT安全。逆变器中IGBT开通时出现尖峰电流，其原因是因为在刚导通IGBT负载电流上叠加了桥臂中互补管上反并联续流二极管反向恢复电流，所以在此二极管恢复阻断前，刚导通IGBT上形成逆变桥臂瞬时贯穿短路，使出现尖峰，为此需要串入抑流电感，即串联缓冲电路，或放大IGBT容量。缓冲电路参数计算：C=2I*T/(9*U) （52） I是最大负载电流本设计取60A，T是电流从I降为零所用时间依据所用IGBT数据手册可得到T=300ns，U是器件关断时承受电压U=230V。所以C=1.739nf依据RC=(1/3-1/5)*Ton取Ton=0.5T所以R=28.7524.4.4 平波电抗器参数1.平波电抗器额定电流平波电抗器额定电流ILN可按下式选择 ILN=IMN (A) 式中：IMN：由整流器供电电动机额定电流 (A)2 .平波电抗器微分电感平波电抗器微分电感L可按下式选择L=KmdKUVUV/(IMN )-LM-KLLT (mH) 式中：UV：由变频器或逆变器供电电动机额定电压 (V) ：许可电流脉动率IMN：由整流器供电电动机额定电流 (A)LM：电动机电枢回路电感 (mH)LT：整流变压器漏感(折合到二次侧)或进线电抗器电感 (mH)Kmd、KUV、KV：计算系数在报价或初步估算时，对于三相桥式整流系统，也可依据平波电抗器额定电流ILN直接从下面表3.1表3.2中选择平波电抗器。表3.1是铁心电抗器，表3.2是空心电抗器。铁心电抗器体积小，但微分电感值和电流相关。空心电抗器体积大，但微分电感值和电流无关。通常小电流时选铁心电抗器，电流大时铁心电抗器较贵，多选择空心电抗器。表5.1 铁芯平波电抗器 额定电压：1.2kV 型号：PKG3-1.2ILN (A)102031.55080100125L (mH)160112634531.52520订货号K425-015K425-043K425-052K425-067K425-089K425-112K425-1401602003153604505606308001612.510864.53.62.8K425-165K425-177K425-222K425-223K425-239K425-254K425-255K425-2821000125016002.521.51.1K425-308K425-334K425-335K425-360表5.2 空芯平波电抗器 额定电压：1.2kV 型号：PKF1-1.2ILN (A)63080010001250140016001800L (mH)3.22.82.221.61.251.25订货号K526-010K526-030K526-045K526-060K526-076K526-093K526-11322002500280031503600400045001.00.80.80.60.50.50.40.4K526-130K526-1