Buck-Boost变换器本科毕业设计论文.doc

本科毕业设计（论文）
摘 要
在很多需要DC-DC变换的系统，往往需要研制一种宽电压输入范围的DC/DC变换器电源。在充分考虑不同DC/DC变换器拓扑特点的基础上，本文选用了Buck-Boost作为系统的主电路拓扑。
本文介绍了Buck-Boost电路的工作原理，建立了理想Buck-Boost模型，对整个电路进行了主电路参数设计，并在此基础上进行了电压电流闭环参数设计的研究，实现了控制理论中零极点补偿法在电力电子中的应用，。接着，本文在protel中进行了原理图和PCB图的设计，在设计的硬件电路上进行了测试实验。
为了使系统能够在宽电压输入范围内稳定正常工作，本文实现了提出的闭环参数设计方法，指出了该方法的优点，并通过实验验证了该方法的正确性。

关键词：Buck-Boost；DC/DC变换器
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目 录
摘 要 I
目 录 II
第1章 绪论 1
第2章 BUCK-BOOST变换器原理分析 6
2.1电感电流连续时的工作原理和基本关系 6
2.1.1工作原理 6
2.1.2基本关系 7
2.2电感电流断续时的工作原理和基本关系： 8
2.2.1工作原理 8
2.2.2基本关系 9
2.3电感电流连续时的稳态分析 10
第3章 主电路参数设计 12
3.1电感计算 12
3.2输出滤波电容计算 14
3.3主功率管选择 14
3.4功率二极管选择 16
3.5输入侧熔断器选择 16
3.6压敏电阻选择 16
第4章 控制电路设计 18
4.1电流型与电压型PWM 控制原理及性能比较 18
4.1.1电压型PWM控制 18
4.1.2电流型PWM控制 18
4.1.3电流型PWM控制的优点 19
4.2 UC3845原理与特性 19
4.3 UC3845常用典型电路 20
4.4 电压反馈电路 21
4.5 电压、电流闭环电路 21
第5章 硬件电路设计及实验 23
5.1主电路硬件电路设计 24
5.2控制电路设计 25
5.3 PCB印制板图 25
5.4 Buck-boost电路实验测试 26
结 论 29
参考文献 30

第1章 绪论
直流-直流变换器广泛应用于远程及数据通讯、计算机、办公自动化设备、工业仪器仪表、军事、航天等领域，涉及到国民经济的各行各业。按额定功率的大小来划分，DC/DC可分为750W以上、750W～1W和1W以下3大类。进入20世纪90年代，DC/DC变换器在低功率范围内的增长率大幅度提高，其中6W～25WDC/DC变换器的增长率最高，这是因为它们大量用于直流测量和测试设备、计算机显示系统、计算机和军事通讯系统。由于微处理器的高速化，DC/DC变换器由低功率向中功率方向发展是必然的趋势，所以251W～750W的DC/DC变换器的增长率也是较快的，这主要是它用于服务性的医疗和实验设备、工业控制设备、远程通讯设备、多路通信及发送设备，DC/DC变换器在远程和数字通讯领域有着广阔的应用前景。
DC/DC变换器将一个固定的直流电压变换为可变的直流电压,这种技术被广泛应用于无轨电车、地铁、列车、电动车的无级变速和控制，同时使上述控制具有加速平稳、快速响应的性能,并同时收到节约电能的效果。用直流斩波器代替变阻器可节约20％～30％的电能。直流斩波器不仅能起到调压的作用(开关电源),同时还能起到有效抑制电网侧谐波电流噪声等作用。
因为电子设备中所用的集成电路的种类繁多,其电源电压也各不相同,在电子供电系统中,采用高功率密度的高频DC/DC隔离电源模块,从中间母线电压(一般为48V直流)变换成所需的各种直流电压,可以大大减小损耗、方便维护,且安装和增容非常方便。一般都可直接装在标准控制板上,对二次电源的要求是高功率密度。因为电子设备容量的不断增加,其电源容量也将不断增加。
随着大规模集成电路的发展,要求电源模块实现小型化,因此就要不断提高开关频率和采用新的电路拓扑结构。目前,已有一些公司研制生产了采用零电流开关和零电压开关技术的二次电源模块,功率密度有较大幅度的提高。
电子产业的迅速发展极大地推动了开关电源的发展。高频小型化的开关电源及其技术已成为现代电子设备供电系统的主流。在电子设备领域中,通常将整流器称为一次电源,而将DC/DC变换器称为二次电源。一次电源的作用是将单相或三相交流电网变换成标称值为48V的直流电源。目前,在电子设备中用的一次电源中,传统的相控式稳压电源己被高频开关电源取代,高频开关电源(也称为开关型整流器SMR)通过MOSFET或IGBT实现高频工作,开关频率一般控制在50kHz～100kHz范围内,实现高效率和小型化。近几年,开关整流器的功率容量不断扩大,单机容量己从48V/12。5A、48V/20A扩大到48V/200A、48V/400A。
Buck和Boost电路是DC-DC变换中最基本的两种电路。一方面，它们应用广泛；另一方面，由它们可以衍生出很多其他的电路拓扑。但是Buck电路只能降压，而Boost电路只能升压，应用受到一定的限制。而在Boost电路结构前加上Buck结构，通过简化，则可以得到Buck-Boost电路，既可升压亦可降压，即输出电压平均值的幅度通过占空比的调节，可以高于或低于其输入直流电压。它广泛应用于逆变电路，各种低压单电源输入、多电源需求的电子电路及功率因数校正(PFC)电路中。
该电路克服了传统串联型稳压电源能耗大、体积大的缺点, 具有体积小、结构简单、变换效率高等优点。反极性输出式buck-boost电路输出电压与输入电压极性相反，可以方便的实现升降压功能。并且相对于正极性buck-boost电路而言，它只用了一个开关管，既节约了成本又使得控制变得简单。
Buck-Boost开关变换器能方便地实现升压和降压及负电压输出，是直流开关变换器的重要组成部分。文献3对Buck-Boost变换器的本质安全特性及其设计展开研究，主要工作如下： 对Buck-Boost开关变换器的工作原理及其能量传输模式进行了深入分析，进一步将连续导电模式(CCM)细分为完全电感供能模式(CISM)和不完全电感供能模式(IISM)，给出了CISM与IISM的临界电感，推导出了各种模式下的纹波电压表达式，得出了变换器在整个动态范围内的最大输出纹波电压。 对Buck-Boost开关变换器不同模式下的峰值电感电流进行了分析，推导出了变换器在整个动态范围内的最大电感电流，并将其与最小点燃电流相比较，作为判断该变换器内部本质安全的依据；推导出不同工作模式下Buck-Boost开关变换器在整个动态范围内的最大短路释放能量，得出该类变换器满足输出本质安全要求的判断条件。 根据输出纹波电压指标将最小输出电容值用电感表示出来，并通过令最大输出短路释放能量对电感的偏导数为零的方法，得出了在给定设计指标条件下使Buck-Boost变换器的最大输出短路释放能量最小的电感和电容设计参数。 以变换器在要求的输入电压和负载动态范围内同时满足内部本质安全要求、输出本质安全要求和期望的输出电压纹波要求作为限制条件，得出了本质安全型Buck-Boost变换器电感和电容参数的设计范围。 运用PSPICE对理论分析进行了仿真验证；研制了Buck-Boost DC-DC变换器样机对理论推导进行了实验验证；运用火花试验装置对样机的本质安全性能进行了模拟测试；仿真、实验和测试结果论证了理论分析的正确性和设计方法的可行性。
文献4在RL-Ui平面上,根据电感取值的不同，将Buck-Boost变换器划分成4个工作区域。对变换器的输出短路释放能量进行了分析,指出Buck-Boost变换器的输出短路释放能量为短路后电源和电感向负载转移的能量与电容的储能之和,且如果变换器在负载电阻最小和输入电压最低时处于连续导电模式(continuous conduction mode,CCM),则该时的输出短路释放能量就是变换器在其整个动态工作范围内的最大输出短路释放能量,将其与对应的最小引爆能量相比较作为变换器输出本质安全的判断依据。根据电气指标要求,得出了电感及输出滤波电容的最小设计值;以满足输出本质安全要求作为限制条件,得出了电感和电容的最大设计值。
文献5根据电感电流最小值与输出电流的比较,将Buck-Boost变换器的能量传输模式(ETM)分为完全电感供能模式(CISM)和不完全电感供能模式(IISM),得出了CISM和IISM的临界条件和临界电感.将电感电流最小值与零和输出电流进行比较,得出Buck-Boost变换器存在三种工作模式,即CISM、不完全电感供能且连续导电模式(IISM-CCM)和不完全电感供能且不连续导电模式(IISM-DCM).推导出了变换器工作于三种模式时的输出纹波电压表示式,指出对于给定负载、电容和开关频率的Buck-Boost变换器,CISM的输出纹波电压最小且与电感无关,而IISM-CCM和IISM-DCM的输出纹
文献6针对传统Buck-Boost输入输出电流断续的缺点，提出一种基于独立电感零纹波输入电流和输出电流连续的Buck-Boost变换器,详细分析了变换器的稳态工作原理。采用状态空间平均法,建立了变换器动态小信号模型,给出了小信号特征Matlab仿真波形。
文献9讨论了实现全数字控制Boost-Buck DC/ DC 变换器的主电路拓扑结构、控制电路原理、软件控制方案。该变换器具有简单、实用、可靠的优点。
DC-DC开关变换器的建模和分析时研究DC-DC开关变换器的拓扑结构和控制方法的基础。DC-DC开关变换器的建模方法一般可以分为两大类：数值法和解析法。
数值法是根据一定的算法进行计算机运算处理而获得DC-DC开关变换器特性的数值解，故很难提供电路工作机理的信息，所得到的结果物理意义不甚明确。数值法又可分为直接数值法和间接数值法。
直接数值法是指直接利用现有的通用电路分析软件（如SPICE，PSPICE，SABER等）对DC-DC开关变换器进行数值计算得到其解的方法，采用这种方法不必重新建立电路模型，只需对局部电路建立仿真模型或等效子电路即可。
间接数值法是指在数值计算前，需要对DC-DC开关变换器建立一个专用的、设用于数值解的仿真模型，然后采用适当的数值算法求解，其优点是计算速度较快。
解析法是指用解析表达式来描述DC-DC开关变换器特性的建模方法，着眼于工作机理的分析，满足一定的精度要求下要简单通用，能为设计提供较明了的依据。解析法分为：离散解析法和连续解析法。离散解析法是以某一变量在一个周期中的若干个特定的离散点上的值为求解对象来建立其差分方程，求解这个差分方程或者通过Z变换得到变量的解析式。离散解析法精度高，但结果表达式复杂，因而难以指导设计，离散模型的研究基本上陷于停滞阶段。连续解析法的本质是平均，故连续解析法又称为平均法。平均的目的是把一个周期内有两个或者两个以上不同拓扑的电路在某种意义下进行平均，将时变电路变为非时变线性电路，在小信号的情况下线性化，从而能利用人们熟知的经典的线性电路理论和控制方法来解决非线性电路的工作，对开关变换器进行稳态和小信号分析。平均法一直是DC-DC开关变换器建模理论中最为重要的建模方法，其中最具有代表性的是状态空间平均法和电路平均法，前者是指对PWM DC-DC开关变换器的状态变量进行平均和线性化处理，得到解析结果的通用分析方法；后者指与电路拓扑及器件模型联系紧密的等效电路分析法，便于使用通用电路分析程序仿真和进一步分析研究。状态空间平均法一直是国际公认的PWM DC－DC变换器的主要建模和分析方法。其实质是：根据由线性RLC元件、独立电源和周期性开关组成的原始网络，以电容电压、电感电流为状态变量，按照功率开关器件的‘ON’和‘OFF’两种状态，利用时间平均技术，得到一个周期内平均状态变量，将一个非线性、时变、开关电路转变为一个等效的线性、时不变、连续电路因而可对DC－DC开关变换器进行大信号瞬态分析，并可决定其小信号传递函数，建立状态空间平均模型。1976年Middlebrook R.D.等提出了状态空间平均法。电路平均法是从电路结构出发，利用时间平均技术进行电路分析，但当电路元件增多，要得出平均后的拓扑结构需要很大的运算量。电路平均法主要有：三端器件模型法、时间平均等效电路法、能量守恒法。1987年美国弗吉尼亚功率电子中心的Vorperian V.提出了三端开关器件模型法，把变换器的功率开关管和二极管作为整体看成一个三端开关器件，用其端口的平均电压、平均电流的关系来表征该模型，然后把它们适当地嵌入到要讨论的变换器中，变成平均值等效电路。1988年许建平等提出了时间平均等效电路法，其关键点是在建模之初就利用电路理论中的替代原理将开关元件用受控源进行替代变换，得到开关变换器的等效平均电路。1992年Czarkowski D等提出了能量守恒平均法，在建模过程中考虑器件的开通电阻和二极管的正向导通电压，功率开关等效为理想开关与开通电阻的串联，二极管为理想开关与导通电阻以及正向导通电压的串联，理想开关用受控电压源来替代，根据能量守恒原理将所有的导通电阻折算为电感的损耗电阻，得到开关变换器的等效电路模型。
本文设计了输出极性反向的Buck-boost电路，对电路的基本工作原理进行了结束，并在此基础上进行了硬件设计。最后，对设计的硬件电路进行测试实验，实验结果表明设计的变换器基本满足设计要求。

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第2章 Buck-Boost变换器原理分析
Buck-Boost变换器是输出电压既可以高于也可以低于输入电压的单管不隔离DC-DC拓扑。主电路的元件由开关管、二极管、电感、电容等构成，输出电压的极性与输入电压相反。Buck-Boost变换器有电感电流连续和断续两种工作方式。

图2-1 Buck-boost电路的基本结构
2.1电感电流连续时的工作原理和基本关系
2.1.1工作原理
（1）开关模态1[0，]
在t=0时，开关管Q导通，电源电压全部加到电感L上，电感电流线性增长，二极管D截止，负载由滤波电容C供电。
（2-1）
当时，达到最大值。在Q导通期间，的增长量为：
（2-2）
（2）开关模态2[，]
在时，Q关断，通过二极管D续流，电感的储能向负载和电容转移。此时加在上的电压为，线性减小。
（2-3）
当时，达到最小值。在Q截止期间，的增减小量为：
（2-4）

图2.2 Q导通时等效电路

图2.3 Q关断时等效电路
2.1.2基本关系
稳态工作时，Q导通期间电感电流的增长量等于它在Q截止期间的减小量。那么由公式（2-2）和（2-4），可以得到：
（2-5）
若不计损耗，则有：
(2-6)
开关管Q截止时，加在其上的电压为：
（2-7）
开关管Q导通时，加在二极管D上的电压为：
（2-8）
电感电流的平均值为：
（2-9）
流过开关管Q的平均电流是输入电流，有效值为：
（2-10）
流过二极管D的平均电流是输出电流，有效值为：
(2-11)
流过电感的平均电流有效值为：
(2-12)
开关管Q和二极管D的电流最大值为：
(2-13)
输出电压纹波为：
(2-14)
2.2电感电流断续时的工作原理和基本关系：
2.2.1工作原理
（1）开关模态1[0，]
在t=0时，开关管Q导通，电源电压全部加到电感L上，电感电流线性增长，二极管D截止，负载由滤波电容C供电。
（2-15）
当时，达到最大值。在Q导通期间，的增长量为：
（2-16）
（2）开关模态2[，]

在时，Q关断，通过二极管D续流，电感的储能向负载和电容转移。此时加在上的电压为，线性减小。
（2-17）
当时，下降到0，的增减小量为：
（2-18）
式中
（3）开关模态3[，]
在此期间，Q和D均截止，为零，负载由输出滤波电容供电。

图2.4 Q关断时电感电流降到0
2.2.2基本关系
稳态工作时，Q导通期间电感电流的增长量等于它在Q截止期间的减小量。那么由公式2.16和2.18，可以得到：
（2-19）
若不计损耗，则有：
(2-20)
变换器输出电流可表示为：
(2-21)
开关管Q和二极管D的电流最大值为：
(2-22)
此公式表明功率器件的最大电流在电感电流断续工作时仅由输出功率确定。
2.3电感电流连续时的稳态分析

图2.5 buck-boost电路
升降压型（buck-boost）电路又称为串、并联开关变换器电路, 如图1所示.由IGBT() 、二极管()、储能电感()和滤波电容组成。IGBT以几十到几百kHZ的频率工作。在期间导通, 期间关断, 工作周期为, 工作频率为。当导通时, 电感储能, 上的电压上正下负, 约等于输人电压。此时二极管反向截止, 向负载供能；当截止时, 由于电感上的电流不能突变, 中的感应电势极性为上负下正, 当电感上的电压超过输出电压时, 导通向电容充电同时向负载提供能量。
根据公式，当电源进人稳态，且导通期间， 电感中的电流以的速率上升， 时刻中的电流增量为：
（2-23）
在截止期间, 上的电流以的速率线性下降, 到时刻中的电流减量为：
（2-24）
一个周期中电流的增量应等于电流的减量即有（2-25）式
（2-25）
由（2-23）-（2-25）式可得式（2-26）
(2-26)
式中为占空比，从（2-26）式中可见，改变占空比可以改变电源的输出电压，当
时，；
时，；
时，；
因此，从该电路可以得到变化范围较大的输出电压。

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第3章 主电路参数设计
电路设计要求：输入直流电压10V，输出直流电压15V，输出功率5w，输出纹波电压小于输出电压的10%。
3.1电感计算

图3.1 电感电流
在期间, IGBT导通, 截止, 储能；在期间, IGBT 截止, 电感向负载及电容释放能量。流经电感的电流波形如图2所示电感电流中的纹波电流如式所示:

在电流连续的情况下,当的值等于零时, 电感电流的纹波值最大。
设电感中允许的最大电流为, 则电感值可用下式求取：

由额定输出电流,按照输出纹波电流为输出电流的10%计算，则并且限定开关频率，则

电感体积可以通过体积系数来表示。交替工作方式下电感电流纹波很大，电感器的磁芯处于双向磁化状态，磁滞回线交替变化，磁芯损耗较大；在高频时，因磁滞损耗更大，应选用磁滞回线窄并且电阻率大的磁芯。在同样的纹波频率下，电感磁芯材料对磁芯功率损耗影响很大。考虑到工作频率在20kHz，电感工作于小功率场合，选择磁芯材料为纳米晶合金。其优点在于：高的饱和磁通密度（1.26T左右）提供了更高的能量存储能力和更小的电感体积；高饱和磁通密度能够避免在大的电流尖峰可能出现的瞬间或者启动时磁芯饱和；更重要的是，能减少气隙长度和相关的气隙损耗；在高温工作时具有更高的性能稳定性。

图3-2 纳米晶电感

图3-3 UU型磁芯的示意图
目前的磁芯形状中EE、EC、ETD、LP磁芯都是E型磁芯，有较大的窗口面积，窗口宽而且高度低，漏磁及线圈层数少，高频交流电阻小。开放式的窗口没有出线问题，线圈与外界空气接触面大，有利于空气流通，散热方便，可以处理大功率，但电磁干扰大。UI型和UU型主要用在高压和大功率的水平，很少用在1kW以下。它们比EE型有更大的窗口，可以用更粗的导线和更多的匝数。但磁路长度大，比EE型有更大的漏感，选定UU型磁芯。
依据电感设计的AP法，选用浙江鸿磁科技有限公司的HC128纳米晶磁芯，经过电感程序计算采用24匝铜箔绕制。HC128的相关数据如表3-1所示
表3-1 HC128的相关数据
磁芯尺寸(mm)
有效截面积(mm2)
有效磁路长度(mm)
体积(cm3)
铁芯质量(g)
A
B
C
D
84
35
22
25
440
307.1
134
1300

3.2输出滤波电容计算
在实际设计变换器时, 输出纹波电压是主要考虑的指标之一. 为得到期望的输出纹波电压要求, 在其他参数确定的情况下, 关键要选择合适的电感和电容.电感电流连续时, Buck- Boost 变换器的输出电压纹波与电感无关。
设输出电压的允许纹波值为 , 则电容值可用式求取:

由要求的指标，按照输出纹波电压为输出电压的10%计算，则，并且限定开关频率，则

选取,50V的电解电容。
3.3主功率管选择
金属-氧化层-半导体-场效晶体管，简称金氧半场效晶体管（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET）是一种可以广泛使用在模拟电路与数字电路的场效晶体管（field-effect transistor）。MOSFET依照其“通道”的极性不同，可分为n-type与p-type的MOSFET，通常又称为NMOSFET与PMOSFET，其他简称尚包括NMOS FET、PMOS FET、nMOSFET、pMOSFET等。
典型平面N沟道增强型MOSFET是用一块P型硅半导体材料作衬底，在其面上扩散了两个N型区，再在上面覆盖一层二氧化硅(SiO)绝缘层，最后在N区上方用腐蚀的方法做成两个孔，用金属化的方法分别在绝缘层上及两个孔内做成三个电极：G(栅极)、S(源极)及D(漏极)。栅极G与漏极D及源极S是绝缘的，D与S之间有两个PN结。一般情况下，衬底与源极在内部连接在一起。
　N沟道增强型MOSFET是为了改善某些参数的特性，如提高工作电流、提高工作电压、降低导通电阻、提高开关特性等有不同的结构及工艺，构成所谓VMOS、DMOS、TMOS等结构。
要使增强型N沟道MOSFET工作，要在G、S之间加正电压VGS及在D、S之间加正电压VDS，则产生正向工作电流ID。改变VGS的电压可控制工作电流ID。如。
若先不接VGS(即VGS=0)，在D与S极之间加一正电压VDS，漏极D与衬底之间的PN结处于反向，因此漏源之间不能导电。如果在栅极G与源极S之间加一电压VGS。此时可以将栅极与衬底看作电容器的两个极板，而氧化物绝缘层作为电容器的介质。当加上VGS时，在绝缘层和栅极界面上感应出正电荷，而在绝缘层和P型衬底界面上感应出负电荷(如图3)。这层感应的负电荷和P型衬底中的多数载流子(空穴)的极性相反，所以称为“反型层”，这反型层有可能将漏与源的两N型区连接起来形成导电沟道。当VGS电压太低时，感应出来的负电荷较少，它将被P型衬底中的空穴中和，因此在这种情况时，漏源之间仍然无电流ID。当VGS增加到一定值时，其感应的负电荷把两个分离的N区沟通形成N沟道，这个临界电压称为开启电压(或称阈值电压、门限电压)，用符号VT表示(一般规定在ID=10uA时的VGS作为VT)。当VGS继续增大，负电荷增加，导电沟道扩大，电阻降低，ID也随之增加，并且呈较好线性关系，如图4所示。此曲线称为转换特性。因此在一定范围内可以认为，改变VGS来控制漏源之间的电阻，达到控制ID的作用。由于这种结构在VGS=0时，ID=0，称这种MOSFET为增强型。另一类MOSFET，在VGS=0时也有一定的ID(称为IDSS)，这种MOSFET称为耗尽型。
耗尽型与增强型主要区别是在制造SiO2绝缘层中有大量的正离子，使在P型衬底的界面上感应出较多的负电荷，即在两个N型区中间的P型硅内形成一N型硅薄层而形成一导电沟道，所以在VGS=0时，有VDS作用时也有一定的ID(IDSS)；当VGS有电压时(可以是正电压或负电压)，改变感应的负电荷数量，从而改变ID的大小。VP为ID=0时的-VGS，称为夹断电压。
按照电压耐压30V，电流0.5A以上规格选择MOSFET管。最终选择型号为IRF510A，其耐压值100V，电流5.6A，TO-220封装。
3.4功率二极管选择
二极管（英语：Diode），电子元件当中，一种具有两个电极的装置，只允许电流由单一方向流过。许多的使用是应用其整流的功能。而变容二极管（Varicap Diode）则用来当作电子式的可调电容器。
大部分二极管所具备的电流方向性我们通常称之为“整流（Rectifying）”功能。二极管最普遍的功能就是只允许电流由单一方向通过（称为顺向偏压），反向时阻断 （称为逆向偏压）。因此，二极管可以想成电子版的逆止阀。然而实际上二极管并不会表现出如此完美的开与关的方向性，而是较为复杂的非线性电子特征——这是由特定类型的二极管技术决定的。二极管使用上除了用做开关的方式之外还有很多其他的功能。
早期的二极管包含“猫须晶体（"Cat's Whisker" Crystals）”以及真空管(英国称为“热游离阀（Thermionic Valves）”)。现今最普遍的二极管大多是使用半导体材料如硅或锗。
功率二极管PN结面积大，能过较大电流，但结电容也大，只能工作在较低频率下，一般仅用作整流用。一般的二极管结面积小，不能通过较大电流，但结电容小，可在高频率下工作，一般用于高频电路和小功率的整流。
按照电压耐压30V，电流0.5A以上规格选择二极管。最终选择型号为FR151，其耐压值50V，电流2A的快恢复二极管。
3.5输入侧熔断器选择
在输入侧发生过流或输入短路后，输入熔断器自动熔断，从而将输入电源和DC-DC模块断开，保护电路。电流值约为：

选用规格为20V/1A的圆筒熔断器。
3.6压敏电阻选择
“压敏电阻"在一定电流电压范围内电阻值随电压而变，或者是说"电阻值对电压敏感"的阻器。英文名称叫“Voltage Dependent Resistor”简写为“VDR”, 或者叫做“Varistor"。压敏电阻器的电阻体材料是半导体，所以它是半导体电阻器的一个品种。现在大量使用的"氧化锌"（ZnO）压敏电阻器，它的主体材料有二价元素（Zn）和六价元素氧（O）所构成。所以从材料的角度来看，氧化锌压敏电阻器是一种“Ⅱ-Ⅵ族氧化物半导体”。 在中国台湾，压敏电阻器称为"突波吸收器",有时也称为“电冲击（浪涌）抑制器（吸收器）”。
压敏电阻是一种限压型保护器件。利用压敏电阻的非线性特性，当过电压出现在压敏电阻的两极间，压敏电阻可以将电压钳位到一个相对固定的电压值，从而实现对后级电路的保护。压敏电阻的主要参数有：压敏电压、通流容量、结电容、响应时间等。
压敏电阻的响应时间为ns级，比空气放电管快，比TVS管稍慢一些，一般情况下用于电子电路的过电压保护其响应速度可以满足要求。压敏电阻的结电容一般在几百到几千Pf的数量级范围，很多情况下不宜直接应用在高频信号线路的保护中，应用在交流电路的保护中时，因为其结电容较大会增加漏电流，在设计防护电路时需要充分考虑。压敏电阻的通流容量较大，但比气体放电管小。
在电路中并接一个功率型PTC压敏电阻器,当电阻两端电压超过其临界电压时，其阻值很小，相当于短路，能有效地抑制开机时的浪涌电压对线路的冲击,并且在完成抑制浪涌电压作用以后,电阻值将上升到非常大的程度,相当于开路，它消耗的功率可以忽略不计。
选用MYG-05D180K系列，它的最大连续工作电压为14V，压敏电压为18V。

本科毕业设计（论文）
第4章 控制电路设计
4.1电流型与电压型PWM 控制原理及性能比较
4.1.1电压型PWM控制

图4-1 电压型PWM控制框图
电压型PWM 控制系统框图如图4-1所示。电源输出反馈电压Uf 与基准电压Ug 比较放大得到误差电压Ue，该误差电压再与锯齿波发生器产生的锯齿波信号进行比较,产生占空比变化的矩形波驱动信号。这种结构属于典型的单闭环系统,缺点是控制过程中主电路的电流没有参入输出控制。由于电感的作用,电流滞后于电压的变化,因而系统响应速度慢,稳定性差。
4.1.2电流型PWM控制

图4-3 电流型PWM控制框图
电流型PWM正是针对电压PWM 型的缺点发展起来的。它在原有的电压环上增加了电流反馈环节，构成电压电流双闭环控制。内环为电流控制环，外环为电压控制环。无论电流的变化,还是电压的变化,都会使PWM 输出脉冲占空比发生变化。这种控制方式可改善系统的电压调整率，提高系统的瞬态响应速度，增加系统的稳定性。其控制系统框图如图4-2所示。
4.1.3电流型PWM控制的优点
a) 电压调整率好。
输入电压的变化立即引起电感电流的变化,电感电流的变化立即反映到电流控制回路而被抑制。不像电压控制要经过输出电压反馈到误差放大器,然后再调节的复杂过程,所以响应快。如果输入电压的变化是持续的,电压反馈环也起作用,因而可以达到较高的线形调整率。
b) 负载调整率好。
由于电压误差放大器可专门用于控制占空比,以适应负载变化造成的输出电压的变化,因而可大大改善负载调整率。
c) 系统稳定性好。
从控制理论的角度讲,电压控制单闭环系统是一个无条件的二阶稳定系统。而电流控制双闭环系统是一个无条件的一阶稳定系统,系统稳定性好。
4.2 UC3845原理与特性
UC3845是安森美公司生产的高性能、固定频率、电流模式控制器， 广泛应用于中小功率的DC-DC 开关电源。该集成电路的特点是： 具有振荡器、温度补偿的参考、高增益误差放大器、电流取样比较器和大电流图腾柱输出，是驱动功率MOSFET 的理想器件。
UC3845 的工作原理是：反馈电压和2.5V 基准电压之差,经误差放大器E/ A 放大后作为门限电压,与反馈电流经采样后的电压,一起送到电流感应比较器。当电流取样电压超过门限电压后,比较器输出高电平触发RS 触发器,然后经或非门输出低电平,关断功率管,并保持这种状态直至振荡器输出脉冲到触发器和或非门为止。这段时间的长短由振荡器输出脉冲宽度决定。PWM 信号的上升沿由振荡器决定,下降沿由功率开关管电流和输出电压共同决定。反转触发器限制PWM 的占空比调节范围在0～50 %之内。

图4-4 UC3845原理图

4.3 UC3845常用典型电路
基于UC3845的电流反馈电路典型结构一般是交流电压经整流滤波后， 得到直流电压，主要功率经串联于高频变压器初级绕组N1 ， 到大功率MOSFET 开关管V1 集电极， 在UC3845的控制下， 开关管V1 周期性地导通和截止。 直流电压的另一路经R2 降压后， 施加到UC3845 的供电端（7 脚） ， 为UC3845控制器提供启动电源电压， 此设计中UC3845 采用恒定频率方式工作。电路启动后，8 脚输出一个+5.0V 的基准参考电压， 作用于定时元件R5、C6 上， 在4 脚产生稳定的振荡波形， 振荡频率=1.72/R5×C6，6 脚输出驱动脉冲激励开关三极管V1 在导通和截止之间工作。
UC3845对于输入电压的变化立即反映为来自N2电感电流在取样电阻R3 上的电压变化，不经过外部误差放大器就能在内部比较器中改变输出脉冲宽度。这种传统的电流反馈回路结构简单具有容易布线、成本低的优点，但是电路的缺点在于反馈不能直接从输出电压取样， 输出电压稳压精度不高，当电源的负载变化较大时很难实现精确稳压； 同时没有隔离，抗干扰能力也差，在负载变化大和输出电压变化大的情况下响应慢，不适合精度要求较高或负载变化范围较宽的场合，为了解决这些问题，本论文采用可调式精密并联稳压器TL431配合光耦PC817 构成一种新型精准的反馈回路。

4.4 电压反馈电路

图4-5 电压反馈电路
输出电压Vout经R24、R25分压使得R24的电压为2.5V。U3为TL431相当于一个误差放大器，不断检测R24的电压。当其电压超过2.5V时，TL431电流变大，从而使得光耦电流变大，此时光耦另一侧电流也增大；反之，电流减少。其中U2采用线性光耦PC817，电容C6用于补偿，R6为限流电阻。
4.5 电压、电流闭环电路

图4-6 电压、电流反闭环电路
整个电路采用电流电压双闭环控制。当光耦中电流增大时，其电压会减少，即输入到1脚的电压减少，从而使得6脚的PWM脉冲占空比也减少。这样，输出电压便会降低；反之，当光耦电流变少时，1脚电压变小，从而6脚输出占空比变大。这样，输出电压便升高。
上图中，R19、C2与芯片内部结