高频振幅调制电路1.ppt

单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,振幅调制,1,双边带信号,在调制过程中,将载波抑制就形成了抑制载波双边带信号,简称双边带信号。它可用载波与调制信号相乘得到,其表示式为,在单一正弦信号,u,=,U,cos,t,调制时,2,图,66 DSB,信号波形,3,可以看出，,DSB,信号的特点为,DSB,信号的包络正比于调制信号的绝对值。,DSB,信号的相位在调制信号过零处要突变倒相,180,度。,它只含有上、下边频分量，载波分量被抑制掉了。带宽和,AM,信号一样。,4,单边带信号,单边带（,SSB,）,信号是由,DSB,信号经边带滤波器滤除一个边带或在调制过程中,直接将一个边带抵消而成。,当取上边带时,取下边带时,5,图,67,单音调制的,SSB,信号波形,6,图,68,单边带调制时的频谱搬移,带宽为,F,7,为了看清,SSB,信号波形的特点,下面分析双音调制时产生的,SSB,信号波形。为分析方便。设双音频振幅相等,即,且,2,1,则可以写成下式,:,受,u,调制的双边带信号为,（,619,）,(620),(621),(622),8,进一步展开,(623),9,图,69,双音调制时,SSB,信号的波形和频谱,10,由式（,617,）和式（,618,）,利用三角公式,可得,u,SSB,(t,)=,U,cos,t,cos,c,t,-,U,sintsin,c,t,(624a),和,u,SSB,(t,)=,U,costcosct+,U,sintsinct,(624b),式,(624a),对应于上边带,式,(624b),对应于下边带。这是,SSB,信号的另一种表达式,由此可以推出,u,(t)=f(t),即一般情况下的,SSB,信号表达式,(625),11,由于,sgn(,),是符号函数,可得,f,(t),的傅里叶变换,(626),(627),(628),12,图,610,希尔伯特变换网络及其传递函数,13,图,611,语音调制的,SSB,信号频谱,(a)DSB,频谱,(b),上边带频谱,(c),下边带频谱,14,电压,表达式,普通调幅波,载波被抑制双边带调幅波,单边带信号,波形图,频谱图,信号,带宽,三种振幅调制信号,15,AM，DSB，SSB,信号都是将调制信号的频谱搬移到载频上去，搬移过程中频谱结构不发生变化，属于频谱的线性搬移,AM：,DSB:,SSB:,这些调制的实现以,乘法器,为基础。,16,调制包括：高电平调制和低电平调制,高电平调制,：,将功放和调制合二为一，调制后不需放大，即可发射,低电平调制,：,将功放和调制分开，调制后需要放大方可发射。,调制方法：用非线性器件组合频率分量 滤波取出有用分量,17,AM，DSB，SSB,信号都是将调制信号的频谱搬移到载频上去，搬移过程中频谱结构不发生变化，属于频谱的线性搬移,AM：,DSB:,SSB:,这些调制的实现以,乘法器,为基础。,18,调制包括：高电平调制和低电平调制,高电平调制,：将功放和调制合二为一，调制后不需放大，即可发射,低电平调制,：将功放和调制分开，调制后需要放大方可发射,。,调制方法：用非线性器件组合频率分量 滤波取出有用分量,19,AM,调制电路高电平调制,利用功放的调制特性来完成调制,基极调制,欠压区,集电极调制,过压区,U,BB,U,CC,20,集电极调幅,u,c,T,1,U,cc,T,2,U,cc0,u,W,u,AM,T,3,集电极调幅就是用调制信号来改变集电极电源电压，使,i,c,的基波振幅线性地随调制信号变化.,21,U,cc0,22,AM,调制电路低电平调制,带通滤波器,BPF,单二极管调制电路及频谱,当,U,C,U,时,可知,流过二极管的电流,i,D,为:,23,通过滤波器滤出,c+、c-,和,c,频率分量，则输出,u,o,显然，该电路不能产生,DSB,信号。,24,差分对电路,单差分对,AM,调幅电路,U,EE,差分输出电流,令,用中心频率为,fc,，,带宽为2,F,滤波器滤波后，有：,25,DSB,调制电路,二极管调制电路,（1）二极管平衡,DSB,调制器,二极管平衡,DSB,调制电路,26,当,U,C,U,时，输出变压器的次级电流,滤波器的中心频率为,fc,带宽为2,F,谐振阻抗为,R,L,则输出电压为,27,如果,u,c,、u,的位置交换，则该电路不能得到,DSB,信号,。,故无能怎么设计滤波器，都不可能得到,DSB,信号，因为载波没有抑制掉。,因此，二极管平衡电路中的调制信号和载波信号不能互换位置，否则就得不到,DSB,信号。,28,二极管平衡,DSB,调制器波形,29,二极管环形电路（双平衡调制器）,输出电流,经滤波后,有,这种平衡调制器不能用来产生,AM,信号。但调制信号和载波信号可以互换位置,。,30,SSB,调制电路,SSB,信号是将双边带信号滤除一个边带形成的。根据滤除方法的不同,SSB,信号产生方法主要有滤波法和移相法两种。,(1)滤波法,通过滤波器，把,DSB,信号的一个边带滤除。,31,32,2)移相法,移相法是利用移相网络,对载波和调制信号进行适当的相移,以便在相加过程中将其中的一个边带抵消而获得,SSB,信号。在,SSB,信号分析中我们已经得到：,移相法的优点是省去了边带滤波器,但必须满足下列两个条件:,两个调制器输出的振幅应完全相同,移相网络必须对载频及调制信号均保证精确的,2,相移,33,34,调幅信号的解调,一、,调幅解调的方法,概念：从高频已调信号中恢复出调制信号的过程称为解调，又称为检波。,分类：包络检波、同步检波,（1）包络检波,解调器输出电压与输入已调波的包络成正比的检波方法，由于,AM,信号的包络与调制信号成线性关系,因此包络检波只适用于,AM,波,35,包络检波的原理框图,36,（2）同步检波,是外加一个与原来载波同频同相的高频信号，对,DSB,和,SSB,信号进行解调，故称为同步检波。,37,同步检波又可以分为乘积型和叠加型两类。它们都需要用恢复的载波信号,u,r,进行解调。,同步检波器 的两种类型,(,a),乘积型;(,b),叠加型,38,二极管峰值包络检波器,是二极管串联峰值包络检波器的原理电路。它是由输入回路、二极管,V,D,和,RC,低通滤波器组成。可以看出，信号源、二极管和,RC,滤波网络为串联关系。,二极管峰值包络检波器,(,a),原理电路(,b),二极管导通 (,c),二极管截止,39,为了滤掉高频分量，保留低频分量，,RC,的值应该满足,在理想情况下,RC,网络的阻抗,Z,应为：,检波过程：当输入等幅波时,40,41,结论：,(1)检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与电容对电阻,R,放电的交替重复过程。,(2)由于,RC,时常数远大于输入电压载波周期,放电慢,使得二极管负极永远处于正的较高的电位(输出电压接近于高频正弦波的峰值,即,UoUm,)。,(3),二极管只在输入电压的峰值附近才导通，导通时间很短，电流通角很小，二极管电流是一窄脉冲序列。,二极管电流,i,D,包含平均分量(此种情况为直流分量),I,av,及高频分量。,I,av,流经电阻,R,形成平均电压,U,av,，,它是检波器的有用输出电压；高频电流主要被,C,旁路，只剩很小的残余高频电压,u，,检波器输出电压,u,o,=,U,av,+u,。,42,大信号检波器(输入信号的电压要大于0.5,V),达到平衡时的电流电压,波形。,43,当输入,AM,信号时,显然，,当输入信号为,AM,波时:,输出电压波形仍然与输入信号包络形状相同。此时的平均电压,Uav,包含直流和低频分量，即,44,u,二极管两端的电压：,二极管电压波形图,二极管电流,i,D,中的高频分量被,C,旁路掉，直流,I,dc,及调制分量,i,流经,R,形成输出电压,u,o,。,45,检波电路中输出电压包含直流和调制分量，如果只需输出调制频率电压，则可在原电路的基础上增加隔直电容,Cg,和负载,Rg,。,此时输出电压只有调制频率存在，即,u,o,=u,46,如果需要检波器提供与载波电压大小成比例的直流电压，则可用低通滤波器,R,，,C,取出直流分量。,47,2,性能分析,(1),传输系数,K,d,检波器传输系数,K,d,或称为检波系数、检波效率,是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效率的一个物理量。,若输入载波电压振幅为,U,m,输出直流电压为,U,o,则,K,d,定义为,:,对于,AM,信号，定义检波系数为输出低频电压振幅与输入高频已调波包络振幅之比。,（,6-44,）,（,6-45,）,48,当输入为等幅波时。,二极管电流峰值：,电流直流分量,：,电流基频分量：,(6-46),(6-47),(6-48),49,因此得检波效率：,解出电流通角：,(6-49),(6-50),(6-51),等式两边各除以,cos,可得：,由此可见,检波系数,K,d,是检波器电流,iD,的通角,的函数,求出,后,就可得,Kd,。因为：,50,由以上分析可以看出：,当电路一定时，导通角,是一定的。,负载电阻,R,的反作用，使电路能自动调节，使,不随输入信号而改变。,检波效率也与信号大小无关。所以检波器的输入输出是线形关系,线性检波，当输入,AM,信号时，输出电压为：,二极管导通电阻越小，,R,越大，,就越小，检波效率就越高。这意味着二极管本身能量损耗越小。,(6-52),51,(2),输入电阻,R,i,检波器的输入阻抗包括输入电阻,R,i,及输入电容,C,i,。输入电阻影响前级中频放大器的品质因数和放大器的增益，输入电容影响谐振频率。,检波器的输入阻抗,前级放大器谐振电路,52,输入电容包括二极管结电容,C,j,和引线对地分布,C,f,电容，,C,i,=,C,j,+C,f,。,输入电阻为输入载波电压的振幅,U,m,与检波器电流的基频分量振幅,I,1,之比值,即,：,(6-53),(6-54),53,也可以从功率的角度来分析。,因为,r,D,很小，,很小，所以可以认为二极管基本不消耗能量，输入功率就等于电阻,R,上消耗的功率。即检波效率近似为,1,，因此有：,54,3,检波器的失真,（,1,）惰性失真,惰性失真的波形,不能跟随包络变化,在二极管截止期间,电容,C,两端电压下降的速度取决于,RC,的时常数。如果电容放电速度很慢，使的输出电压不能跟随输入信号包络下降的速度，那么检波输出将与输入信号包络不一样，产生失真。把由于,RC,时间常数过大而引起的这种失真称做惰性失真。,55,为了避免产生惰性失真,必须在任何一个高频周期内,使电容,C,通过,R,放电的速度大于或等于包络的下降速度,即：,设输入为单音调制,AM,波,则在,t,1,时刻其包络的变化速度为：,二极管停止导通的瞬间,电容两端电压,u,C,近似为输入电压包络值,即,u,C,=,U,m,(1+mcos,t,),。在,t,1,时刻通过,R,放电的速度为：,56,将式,(656),和式,(657),代入式,(655),可得：,实际上,不同的,t,1,U,(t),和,u,C,的下降速度不同,为避免产生惰性失真,必须保证,A,值最大时,仍有,A,max,1,。故令,d,A,d,t,1,=0,得：,(6-58),(6-59),代入式,(658),得出不失真条件如下,:,57,(6-60),(6-61),由此可见，,m,、,越大，包络下降速度就越快，保证不产生惰性失真时对,RC,的要求就越小。但实际中调幅波并不是单音调制，因此必须应用最大的调幅度和最高调制信号频率来检验有无惰性失真。因此检验公式为：,58,(2),底部切削失真,底部切削失真又称为负峰切削失真。产生这种失真后,输出电压的波形如图,646(c),所示。这种失真是因检波器的交直流负载不同引起的。,底部切削失真,59,因为,C,g,较大,在音频一周内,其两端的直流电压基本不变,其大小约为载波振幅值,U,C,可以把它看作一直流电源。它在电阻,R,和,R,g,上产生分压。在电阻,R,上的压降为,:,这个电压正好是二极管的反向电压，当它大于调幅波的最小幅度为,UC(1-m),时。二极管就会截止，产生切割失真。因此，要避免底部切削失真,应满足,:,(6-62),(6-63),(6-64),60,解决交、直流阻抗差别可以采取如下措施。,减小底部切削失真的电路,(a),中是把,R,分成两个电阻的串联来提高交流阻抗，,(b),是利用射极跟随器来使交、直流阻抗近似相等。,61,二极管并联检波器,(,c,),(,b,),图,646,并联检波器及波形,(a),原理电路,(b),波形,(c),实际电路,(a),(c),(b),二极管电压就是输出电压,输出电压具有高频分量，后面需要加低通滤波器。,62,三、同步检波器,1乘积型同步检波器,乘法器,低通滤波器,LPF,u,o,u,s,u,r,乘积型同步检波器框图,（1）,DSB,信号解调,设输入信号为,DSB,信号,即,u,s,=,U,s,cos,t,cos,c,t,本地恢复载波,u,r,=,U,r,cos(,r,t+,),而且设,r,-,c,=,c,，,则这两个信号相乘为,：,63,经低通滤波器的输出,且考虑,r,-,c,=,c,在低通滤波器频带内,有：,可以看出，经过乘法器，把信号频谱线性地从,c,两侧搬移到了到,r,-,c,和,r,c,两侧，如图：,乘积型同步检波器的频谱,(,a)DSB,信号频谱；(,b),相乘后信号频谱,c,-,r,-,c,r,+,c,r,-,c,+,r,-,c,-,r,+,c,-,r,+,c,+,c,c,+,上边带,上边带,下边带,下边带,(,a),(,b),64,由上式可以看出,：,当恢复载波与发射载波同频同相时,即,r,=,c,，,=0,则:,u,o,=,U,o,cos,t,输出将无失真地将调制信号恢复出来。,若恢复载波与发射载波有一定的频差,即,r,=,c,+,c,u,o,=,U,o,cos,c,tcost,引起振幅失真。,若只有一定的相差，但频率相同，则：,u,o,=,U,o,coscost,引入一个振幅衰减因子，使振幅减小,65,（2）,SSB,信号的解调,当,c,=0,=0,则:,u,o,=,U,o,cos,t,，,输出将无失真恢复调制信号。,当,c,0,=0,则：,u,o,=,U,o,cos（,-,c,),t,引起,频率失真,。,当,c,=0,0,则：,u,o,=,U,o,cos(,t-,),只改变相位，没失真,。,经低通滤波器的输出,且考虑,r,-,c,=,c,在低通滤波器频带内,有：,66,2.叠加型,叠加型同步检波是将,DSB,或,SSB,信号插入恢复载波,使之成为或近似为,AM,信号,再利用包络检波器将调制信号恢复出来。如图所示。,叠加型同步检波器原理图,u,o,相加器,u,s,u,r,包络检波器,u,1,(,a),(,b),67,（1）叠加型,DSB,信号检波,对,DSB,信号而言,只要加入的恢复载波电压在数值上满足一定的关系,就可得到一个不失真的,AM,波。设：,显然通过把输入信号与插入载波相加，就可得到,AM,信号，通过包络检波器就可以恢复出调制信号。,68,(2)叠加型,SSB,信号检波,设单频调制的单边带信号(上边带)为：,则,：,恢复载波：,=,69,可见把,SSB,信号和插入载波相加后，得到近似的,AM,波形，经过包络检波可恢复出调制信号。,70,混频,一、,混频的概述,1、混频器的功能：频谱的线性搬移电路,组成：,两个输入电压,输入信号,u,s,和本地振荡信号,u,L,其工作频率分别为,f,c,和,f,L,一,个输出信号为,u,I,称为中频信号，其频率是,f,c,和,f,L,的差频或和频,称为中频,f,I,f,I,=,f,L,f,c,71,显然，中频输出信号与输入信号的包络形状相同，只是填充频率不同，即内部波形疏密程度不同。,72,中频,f,I,与,f,、,f,的关系,当混频器输出取差频时，有,f,I,f,f,或者,f,I,f,f,和频：,f,I,f,f,当,f,I,f,，称为向上变频,此时，虽然高中频比此时输入的高频信号频率还要高，仍称为中频。,73,振幅调制与解调电路、混频器都是频谱的线性搬移电路。,振幅调制电路：,即低频信号线性搬移到载频位置,解调电路：,将已调信号的频谱从载频（或中频）线性搬移到低频位置,混频器：,将位于载频的已调信号的频谱线性搬移到中频处,因此，可以用同样形式的电路来完成不同的搬移功能，只不过输入输出信号不同。,74,2混频器的工作原理,设输入到混频器中的输入已调信号,u,s,和本振电压,u,L,分别为：,这两个信号的乘积为,：,如中频取差频,f,I,=,f,L,-f,c,，,经过带通滤波器取出中频及所需边带，则混频器输出为：,75,下图是混频器的实现原理框图。,混频器的组成框图,76,本振为单一频率信号,由于,故本振信号的频谱,下面从频域再看混频的过程。,77,输入信号频谱为,F,s,(),则：,可以看出，不管输入信号是,AM、DSB,还是,SSB,信号，经过相乘后，只是频谱位置改变，而频谱结构并没有变化，可用带通滤波器取出所需要的中频信号。下图是混频器的频谱变换。,78,混频过程中的频谱变换,(,a),本振频谱(,b),信号频谱(,c),输出频谱,79,混频器的分类,混频,：,由单独的振荡器提供本振电压的混频电路称为混频器。,变频,：,振荡和混频功能由一个非线性器件完成的混频电路称为变频器。,有时也将振荡器和混频器合起来称为变频器。实际应用中，通常将,“,混频,”,和,“,变频,”,两词混用。,80,3混频器的主要性能指标,（1）变频增益,变频电压增益定义为变频器,中频输出电压振幅,U,I,与,高频输入信号电压振幅,U,s,之比,即：,或用分贝表示为：,电压增益：,功率增益：,变频增益表征了变频器把高频信号变换为输出中频信号的能力，增益越大，变换能力越强。,81,（,2）噪声系数,混频器的噪声系数,N,F,定义为：,（3）失真与干扰,变频器的失真有频率失真和非线性失真。,除此之外,还会产生各种非线性干扰,即由于器件的非线性而存在着组合频率的干扰，这些组合频率往往伴随着有用信号的存在，严重影响混频器的正常工作。,描述了混频器对所传信号的信噪比影响程度。,82,（4）变频压缩,通常采用实际输出电平低于其理想电平3,dB,的输入电平大小来表示压缩性能的好坏，此电平越高，性能越好。,混频器,输入、输出电平的关系曲线,理想曲线,实际曲线,中频输出,电平（,dB,),83,(5)选择性,混频器的中频输出应该只有所要接收的有用信号(反映为中频,即,f,I,=,f,L,-,f,c,),而不应该有其它不需要的干扰信号。但在混频器的输出中,由于各种原因,总会混杂很多与中频频率接近的干扰信号.因此，混频器的选择性是表示对中频以外的其他频率成分的抑制能力。,84,二、混频电路,1晶体三极管混频器,f,0,f,I,U,CC,U,BB,u,L,u,s,i,c,晶体三极管混频器原理电路,85,设输入信号和本振信号分别为,：,时变偏置电压,输出回路对中频谐振,晶体管集电极电流,i,c,是,u,be,的函数,i,c,f,(,u,be,)=,f,(,u,s,+,BB,（,t,）,),在时变工作点处，将上式对,u,s,展开成泰勒级数,86,当,s,U,s,大信号工作,因此可得输出电流,i,o,为：,93,混频器的干扰,干扰：,除了有用信号以外的所有信号统称为干扰。,产生干扰的原因：,混频器的非线性作用。,形成干扰的条件：,（1）是否满足一定的频率关系；,（2）满足频率关系的幅值是否较大,混频器的主要干扰有以下几类：,由正常的信号和本振的组合频率产生接近中频的干扰，即干扰哨声。,外来干扰与本振的组合干扰，叫副波道干扰。,外来干扰互相作用形成的互调干扰,外来干扰与信号形成的的交叉调制干扰,阻塞、倒易混频干扰等,94,一、信号与本振的自身组合干扰,输入信号 和本振电压 ，则混频器产生的组合频率分量为：,当有用中频为差频时，即 或,，,若中频带通滤波器的的带宽为 ，那么凡是满足,两种情况的组合频率分量都会形成干扰，则信号频率为,当取 时，上式变为,故,95,通常取 ，故上式可以近似表示为,（6-105）,该式等价于,（6-104）,称为变频比。,当变频比确定时，总能找到满足（6-105）和（6-106）的,p,、,q,整数值，但严重的干扰还是那些,p,和,q,都比较小的低阶干扰，这是因为,p、q,越大其对应分量的幅度也小。,通常，5阶以上的组合频率干扰可忽略不计。,当取 时，可得,（6-106）,这种干扰是信号本身（或其谐波）与本振信号的各次谐波组合形成的，与外来干扰无关，减少这种干扰的方法是减少干扰点的数目,。,96,下表 是,f,c,f,I,与,p,、,q,的关系表,编号,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15,16,17,18,19,20,p,0,1,1,2,1,2,3,1,2,3,4,1,2,3,4,1,2,3,1,2,q,1,2,3,3,4,4,4,5,5,5,5,6,6,6,6,7,7,7,8,8,f,c,/f,I,1,2,1,3,2/3,3/2,4,1/2,1,2,5,2/5,3/4,4/3,5/2,1/3,3/5,1,2/7,1/2,例如：,调幅广播收音机的中频为465,kHz，,某电台发射频率为,f,c,=931kHz，,接收机本振频率为,f,L,=931+465=1396kHz。,则干扰为,：,3阶和8阶干扰,。,2号：3阶干扰，2,f,C,-f,L,=1862-1396=466,会产生1,kHz,的干扰哨声。,10号：8阶干扰，5,f,C,-3f,L,=467,97,抑制干扰哨声的方法,（1）正确选择中频数值，减少干扰点，排除低阶干扰。,例如一个短波收音机，波段范围为2,30,MHz。,选,f,I,=1.5MHz,时,变频比为1.33,20,则干扰点为：2、4、6、7、10、11、14、15,选,f,I,=0.5MHz,时,变频比为4,60,则干扰点为：7、11,选,f,I,=70MHz,时,变频比为0.029,0.43,则干扰点为：12、16、19,（2）正确选择混频器的工作状态，减少组合频率分量,由于,i,c,I,co,(t),g,m,(,t,),u,s,令,g,m,(,t,),的谐波分量尽可能少,或使组合频率分量的幅度减小,减小本振电压和输入信号的幅值,。,（3）采用合理的电路形式，减少组合频率分量或使组合频率分量的幅度减小。,98,二、外来干扰与本振的组合干扰（外来干扰本振假,f,I,）,这种干扰是指外来干扰与本振信号由于混频器的非线性而形成的假中频。,这种干扰也叫副波道干扰或寄生通道干扰,。,设干扰电压为,u,J,(,t,)=,U,J,cos,J,t,频率为,f,J,。,由前面（6-104）式，,如果干扰频率,f,J,满足式（6-104），即：,就能形成干扰。因,f,L,由所接收的信号频率决定,用,f,L,=,f,c,+,f,I,代入上式,可得：,99,1.中频干扰,当,p=0,q=1,时，,f,J,=,f,I,，,显然这是中频干扰，,n=p+q=1,为一阶。,抑制中频干扰的措施,（1）提高前端电路的选择性，加中频陷波器。,（2）采用高中频，使中频干扰频率远离信号频率,f,C,。,100,2镜像干扰,当,p=1，q=1,时，外来干扰频率,f,J,=,f,L,+f,I,这个干扰频率与信号频率,f,C,相对本振频率成镜象关系，因此叫镜象干扰，2阶干扰。,这个干扰信号,u,J,一旦进入混频器，也与,u,L,混频，在混频器输出端会产生差频,f,J,-,f,L,=,f,I,从而接收机能听到干扰电台的声音。,镜像干扰的频率关系,f,J,、f,C,互为镜像关系,101,抑制镜像干扰的措施,（1）提高前端电路的选择性,（2）采用高中频，使干扰频率远离信号频率,f,C,。,3组合副波道干扰,对于,当,pq,时，存在一部分干扰，频率为,当,p,=,q,=2，3，4,时,由于,故,即为,n2q,即2,q,阶的组合干扰,这类干扰对称分布在,f,L,两侧，与,f,L,间隔为,102,f,I,f,I,抑制组合副波道干扰的措施,（1）提高前端电路的选择性,（2）采用高中频，使干扰频率远离信号频率,f,C,。,103,三、交叉调制干扰(交调干扰),当干扰信号进入混频器时，它和有用信号就会形成交叉调制，产生干扰。,现象是当收听信号台时，可同时收听到有用信号和干扰信号的声音。但一旦有用信号消失后，干扰信号也随之消失。,含义是干扰信号的包络转移到了有用信号的载波上，然后和本振混频，产生中频，而形成干扰。,因此，信号频率和干扰频率间没有固定的关系。设干扰和有用信号同时进入混频器，且：,104,由非线性器件的,i,=,f,(,t,),展开成泰勒级数为：,因为中频信号的组合频率系数之和为2。所以只有偶次方项才能产生中频信号，且：,注：相连乘积项可产生中频,105,合并后，得到能产生中频的各项为：,可以看出，式中前3项是有用信号产生的，第4项和干扰有关，因此：,因此，由干扰信号产生的交调干扰为：,106,由此概括出来：,（1）交调干扰实际上是通过非线性作用，将干扰信号的调制信号解调出来后再调制到有用信号载频上。,（2）交叉调制是由泰勒多项式中的4次以上偶次方产生的。,（3）有用信号消失，,U,S,=0，,交调干扰也消失。,（4）交调干扰幅度与干扰电压的幅度平方成正比。,抑制交调干扰的措施,（1）提高前端电路的选择性,（2）正确选择混频器的工作状态、采用的器件与合理的电路形式减少组合频率分量或使组合频率分量的幅度减小,。,107,四、互调干扰,互调干扰是由两个或多个干扰电台信号作用于混频器的输入端，在混频器中组合而形成的干扰。,如混频器输入端除有用信号电压,u,s,、,本振电压,u,I,外，还存在两个干扰电压,u,M1,和,u,M2,，,它们的频率分别为,f,M1,和,f,M2,，,在混频器中,u,M1,和,u,M2,混频，当产生的组合频率等于或接近于有用信号,f,s,时就会形成干扰。,抑制方法：,由于互调干扰与交调干扰一样都是由非线性特性的4阶以上组合频率产生，所以减少这种干扰最有效的方法是设法消除高次方项；同时提高前级电路的选择性。,108,第7章 角度调制与解调,一、概述,1、角度调制,是正弦波的瞬时频率或瞬时相位随调制信号变化的调制方式。,2、分类,频率调制（,FM）,和相位调制（,PM）,频率调制：,使高频振荡信号的频率按调制信号的规律变化，即瞬时频率的变化与调制信号成线性关系，而振幅保持恒定的一种调制方式。,相位调制,：,使高频振荡信号的相位按调制信号的规律变化，即瞬时相位的变化与调制信号成线性关系，而振幅保持恒定的一种调制方式,。,由于频率和相位之间存在微积分的关系，故调频必调相，调相必调频。,109,一、调频信号的时域分析,1、解析式,设调制信号为单一频率信号,u,(t)=,U,cost,未调载波电压为,u,c,=,U,c,cosct,，,根据频率调制的定义,调频信号的瞬时角频率为：,它是在,c,的基础上,增加了与,u,(t),成正比的频率偏移,。,式中,k,f,为比例常数，称为调制灵敏度，单位为,Hz/V，,或,rad,/S/V。,则调频信号的瞬时相位,(t),是瞬时角频率,(t),对时间的积分。即：,110,式中,0,为信号的起始角频率,。,一般为,0,=0,则,则,FM,波的表示式为：,111,显然，调频信号的波形是疏密变化的等幅波，频率越高，波形越密集，频率越低，波形越稀疏,。,112,2、调频信号的基本参数,相对于载频的,最大角频偏,（峰值角频偏）,：,最大频偏,：,与调制信号的振幅成正比，表示受调制信号的控制程度。,：,也反映了瞬时频率摆动的幅度。,故,FM,信号瞬时频率的最大变化量为,（1）,113,（2）,k,f,比例常数，也称,调制灵敏度,。单位调制电压产生的角频偏,(3),调频指数,调频波,fm、m,f,与,F,的关系,m,f,与调制信号的振幅成正比,m,f,与调制频率成反比,与,F,无关,（,4）,FM,信号的瞬时频率与调制信号成线性关系,瞬时频偏,FM,信号的瞬时相位 与 成线性关系。,114,（5）,FM,信号是将调制信号的信息寄载在频率变化上；,AM,信号是将调制信号的信息寄载在幅度变化上,。,二、调频信号的频域分析,其基波频率为,，即,式中,J,n,(,m,f,),是宗数为,m,f,的,n,阶第一类贝塞尔函数,它可以用无穷级数进行计算:,115,它随,m,f,变化的曲线如图所示，并具有以下特性:,图第一类贝塞尔函数曲线,116,因此，调频波的级数展开式为：,117,2调频波的频谱结构和特点,（1）单一频率调制的调频信号是由载波分量和无穷多对对称于载频两侧的边频率分量组成的，每个,边,频分量的间隔为调制频率,或,F。,因此调频是非线性频谱的搬移。,（2）载频分量和每对边频分量的振幅由对应的贝塞尔函数来确定，,m,f,不同，振幅也会发生变化。,当,m,f,相同时，每个边频的相对振幅相等，频谱的包络形状相同；,当,m,f,（,m,f,1,时，有些边频分量的幅度会增加，只有更远的边频幅度才又减小；,当,mf,增加时，具有一定幅度的边频数据增多，,mf,越大，达到一定贝赛尔函数值的阶数,n,越高；,118,图 单频调制时,FM,波的振幅谱,（,a）,为常数;（,b）,m,为常数,通过改变,F,来改变,m,f,时，,F,越小，,m,f,就越大，边频数目就越多，但边频间隔也变小，因此频谱并没展宽。这说明信号带宽几乎不受调制频率的影响。,通过改变,m,来改变,m,f,时，,m,越大，,m,f,就越大，边频数目就越多，但边频间隔不变小，因此频谱被展宽。,119,（3）偶数的边频符号相同，载波相位顺时针或逆时针分别旋转 相位，而两个边频的合成波是一个双边带,DSB,信号，其相位与载波相同。,奇数的边频符号相反，合成波相位与载波相位相差90度，合成矢量与载波方向垂直,调频信号的调角作用是由这些奇次边频来完成的。,(4),当调制指数较小时（,m,f,1,时，即为宽带调制时,，,应将,n,=,m,f,的边频包括在频带内,此时带宽为,：,B,s,=2,nF,=2,m,f,F,=2,f,m,当,m,f,很小时，如,m,f,0.5,，,为窄频带调频，此时：,B,s,=2,F,121,对于一般情况,带宽为：,B,s,=2(,m,f,+1)F=2(,f,m,+,F,),称为卡森(,Carson),带宽公式。,更准确的调频波带宽计算公式为,122,结论：,11、当,m,f,1,时，带宽,B,s,只与 成比例，而与调制频率,F,无关。只要峰值频偏比调制频率的最高频率大很多，带宽都认为是,3、当调制信号是多频信号时仍然成立。此时,F,和,m,f,用最大调制频率,Fmax,和对应的,m,f,代替。,123,3、,调频信号的功率,调频信号,u,FM,(,t,),在电阻,R,L,上消耗的平均功率为,因为,由于余弦项的正交性,总和的均方值等于各项均方值的总和,则：,由贝塞尔函数的性质,所以,FM,信号的平均功率等于未调制的载波平均功率。调制的过程只是进行功率的再分配,。,124,四、调频波与调相波的比较,1调相波,调相波是其瞬时相位以未调载波相位,c,为中心按调制信号规律变化的等幅高频振荡。,设,u,(,t,)=,U,cost,，,并令,0,=0,则其瞬时相位应随调制信号线性变化，因此为：,(t)=,c,t,+,(,t,)=,c,t,+,k,p,u,(,t,)=,c,t,+,k,p,U,cos,t,=,c,t,+,m,cos,t,=,c,t,+,m,p,cos,t,从而得到调相信号为：,u,PM,(,t,)=,U,C,cos(,c,t,+,m,p,cos,t,),式中,k,p,叫 调相灵敏度，单位为,rad/V,m,p,=,k,p,U,叫调相指数，也就是最大的相偏。,125,则调相波的瞬时频率为,：,从分析可以知道,FM,波的特点：,（1）调相信号的瞬时相位与调制信号成线性关系，而瞬时频率与调制信号的微分成线性关系。,（2）调制指数与调制信号的振幅成正比，表示相位受调制信号的控制程度。,（3）最大频偏与调制频率成正比，等于调制指数乘调制频率。,图是调相波的波形以及调相波,f,m,、m,p,与,F,的关系,126,调相波波形,调相波,f,m,、m,p,与,F,的关系,127,PM,波的频谱及带宽,其分析方法与,FM,相同。调相信号带宽为：,B,s,=2(m,p,+1)F,因为,m,p,与调制频率无关，所以,F,改变时，带宽也变化，因此,PM,信号不是恒定带宽。,由于频率和相位之间的关系是微积分的关系，因此,FM,波和,PM,波之间可以相互转换。,1）如果先对调制信号积分，然后再进行调相，就可以实现调频。,2）如过先对调制信号微分，然后再进行调频，就可以实现调相,128,积分,调相,u,(,t,),u,C,(,t,),FM,(,a),微分,调频,u,(,t,),u,C,(,t,),PM,(,b),129,